งานวิจัยการลดกระแสโหมดร่วมด้วย Ugly Balun: พฤติกรรมเชิงสนามกับการออกแบบภายใต้ข้อจำกัด Loss คงที่

Geometry–Field Interaction Mechanisms of Common‐Mode Current Suppression in Ugly Baluns Under Fixed Loss Constraints

โดย จิตรยุทธ จุณณะภาต / Jitrayut Chunnabhata (HS0DJU)
Electrical Engineer
Former Senior Member of Technical Staff (Semiconductor Industry)
Independent Researcher in Applied Electromagnetics
หมายเหตุ: บทความนี้สงวนลิขสิทธิ์โดยผู้เขียน (โปรดดูรายละเอียดด้านล่างสุด)

---

บทคัดย่อ

เรารู้จักและใช้ Ugly Balun มานานมาก แต่ความสัมพันธ์ว่าลักษณะทางภายภาพแบบใดของบาลันชนิดนี้จะให้ผลดีที่สุดทางแม่เหล็กไฟฟ้าและลดกระแสโหมดร่วม (common mode current) ได้ดีที่สุดไม่เคยถูกศึกษามาก่อน  งานวิจัยนี้ทำให้รู้ว่าพฤติกรรมของ Ugly Balun สามารถจำแนกออกเป็นสามช่วงการทำงาน ได้แก่ ช่วงที่มีขนาดเล็กและใหญ่เกินไปซึ่งสนามและพลังงานไฟฟ้าสามารถเดินทางผ่านได้ง่าย กับช่วงที่มีขนาดเหมาะสมซึ่งพลังงานของกระแสไฟฟ้าโหมดร่วมจะถูกต้านทานไว้  พฤติกรรมนี้ถูกควบคุมโดยลักษณะรูปร่างของ balun เอง ทำให้การลดกระแสโหมดร่วมสูงสุดจะเกิดขึ้นเฉพาะในช่วงขนาดที่เหมาะสมเท่านั้น

บทนำ

บาลัน (balun) เป็นอุปกรณ์สำหรับระบบไฟฟ้าสื่อสารที่ทำหน้าที่ต่อเชื่อมระหว่างระบบสัญญาณแบบสมมาตร (balannced) และอสมมาตร (unbalanced) เข้าด้วยกัน ซึ่งที่จริงแล้วแบ่งเป็นแบบโวลเตจและกระแสอีกด้วย สำหรับบาลันแบบกระแสมีหน้าที่หลักในการลดกระแสโหมดร่วม (common mode current, Icm) เป็นหลัก ซึ่งกระแสโหมดร่วมที่เกิดบนสายนำสัญญาณที่ต่อป้อนให้กับอุปกรณ์เช่นสายอากาศมีข้อเสียคือจะสร้างสนามแม่เหล็กไฟฟ้ากระจายออกไปในอากาศด้วย (เสมือนเป็นสายอากาศด้วยส่วนหนึ่ง) 

Ugly Balun (อักลี่ บาลัน) เป็นบาลันแบบกระแสชนิดหนึ่งที่สร้างง่าย มักทำมาจากสายนำสัญญาณพันเป็นลักษณะขดลวดบนแกนอากาศหรือท่อที่ทำจากวัสดุที่ไม่มีคุณสมบัติทางแม่เหล็ก (ค่า permeability μ ≈ μ₀ ของสูญญากาศหรืออากาศ) ทำให้มีช่วงการทำงานในความถี่กว้างไม่ต้องกังวลกับคุณสมบัติของวัสดุที่ทำเป็นแกนมากนัก (แต่มักต้องพันหลายรอบ)  อย่างไรก็ตามในการสร้าง ugly balun ที่ผ่านมาเรามักไม่มีแนวทางในการสร้าง คือทำตาม "สูตร" ที่ได้รับการบอกเล่ามา หรือพันให้ใหญ่และมากรอบเข้าไว้เพื่อให้ได้ค่าความเหนี่ยวนำสถิตย์ (static inductance) ที่ความถี่ต่ำที่คิดว่า "พอ" แต่ก็ตามมาด้วยความสูญเสียที่สูงขึ้นและถ้าทำไม่ถูกต้องก็ไม่ได้ผลที่ดี  หรือให้มันทำงานในจุดที่คิดว่าถูกต้องเมื่อเทียบกับ Self Resonance Frequency (SRF) หรือวัดอัตราการลดทอนสัญญาณ (Attenuation) ด้วยเครื่องมือวัด (ซึ่งบางลักษณะการวัดนั้นไม่ตรงกับการทำงานจริงของบาลันชนิดนี้) แต่ก็ไม่เคยมีแนวทางในการออกแบบบาลันชนิดนี้เพื่อให้ได้คุณสมบัติที่ต้องการมาก่อน  งานนี้จึงเป็นการพยายามเข้าใจพฤติกรรมของบาลันชนิดนี้ที่ขึ้นกับลักษณะรูปร่าง สัดส่วน และประสิทธิผลการทำงานของมัน เพื่อหาแนวทางการออกแบบให้ถูกต้อง 

คำถามงานวิจัย:

ภายใต้เงื่อนไขความสูญเสียที่ยอมได้ระดับหนึ่ง การพัน ugly balun เป็นรูปทรงกระบอก (บนแกนอากาศ) อย่างไรจึงส่งผลต่อความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมดีที่สุด และพฤติกรรมดังกล่าวอยู่ภายใต้กฎหรือช่วงการทำงานแบบใด 

กรอบการทดลองและเงื่อนไข

งานนี้ศึกษาผลของเรขาคณิตของ ugly balun แบบแกนอากาศที่สร้างจากสายนำสัญญาณชนิด RG58A/U ต่อการลดกระแสโหมดร่วม ภายใต้เงื่อนไขความสูญเสียคงที่ 0.15dB ที่ 145 MHz ซึ่งทำให้สามารถใช้สายนำสัญญาณได้ยาว 75 เซนติเมตร โดยมุ่งค้นหาพฤติกรรมเชิงฟิสิกส์และช่วงการทำงาน (regimes) ที่สามารถนำไปสู่แนวทางการออกแบบที่คาดการณ์ได้และใช้งานได้จริง  เหตุผลที่ในการวิจัยนี้ใช้แกนอากาศเพราะสามารถสร้าง ugly balun ที่มีขนาดต่อเนื่องได้โดยไม่ขึ้นกับขนาดของวัสดุที่ต้องจัดหาได้ในการทำเป็นแกน

ขั้นตอนการทดลอง

ใช้สายอากาศแบบ Telescopic เป็นแหล่ง common-mode ซึ่งเมื่อต่อป้อนด้วยเครื่องส่ง RF ที่ความถี่ 145MHz กำลังประมาณ 1.5 W แล้วจะสร้างกระแสโหมดร่วม (Icm) สูงสุด (ที่ตำแหน่งใดๆ) บนสายป้อนที่ 50 mA  

จากนั้นต่อคั่นระหว่างจุดป้อนของสายอากาศด้วยบาลันที่สร้างจากสายนำสัญญาณ RG58A/U ความยาว 75 เซนติเมตร แต่พันบนแกนอากาศเส้นผ่านศูนย์กลาง (ID), ความยาวของขดสายนำสัญญาณ (ℓ), จำนวนรอบ (N) ต่างๆ แล้วจึงต่อด้วยสายป้อนเดียวกันเข้าเครื่องส่ง RF เดิม และวัดกระแสโหมดร่วม (Icm) สูงสุดด้วยวิธีเดิม 

นอกจากนั้น ugly balun แต่ละตัวจะถูกวัดค่าทางไฟฟ้า เช่น ค่าความเหนี่ยวนำ (inductance L) ระหว่างปลายของส่วนชีลด์ทั้งสองด้านที่ความถี่ 100 KHz, อัตราการลดทอนสัญญาณ (Attenuation) ระหว่างปลายของส่วนชีลด์ทั้งสองด้านที่วัดได้จาก Vector Analyzer ที่ความถี่ 145 MHz (ใช้กราวด์ร่วมระหว่างพอร์ตเข้าและออกที่อยู่ภายในของเครื่อง)

รูปที่ 1 แสดงมิติต่างๆ ของ
ugly balun ที่ใช้ในกรทดลอง

จากนั้นนำค่าต่างๆ ที่วัดได้มาวิเคราะห์ต่อไป

ผลการทดลอง

ID: inside diameter ของ balun
ℓ: ความยาวของขด balun
N: จำนวนรอบ
L: ความเหนี่ยวนำ ของ balun วัดที่ปลายทั้งสองด้านของชีลด์ที่ความถี่ 100KHz  
Attenuation: ค่าการลดทอนระหว่าง shield ที่ปลายทั้งสองข้างของขด ugly balun ที่ความถี่ 145MHz
Icm: ค่าสูงสุดของกระแสโหมดร่วมตามสายป้อนที่ต่อจากครื่องวิทยุไปหาด้านหนึ่งของ balun (อีกด้านของ balun ต่อป้อนเข้า feed point ของสายอากาศ)
ⵊD/λ: ความใหญ่เมื่อเทียบกับ λ
ⵊD/ℓ: รูปร่าง (>1 → อ้วน)
SRF: ความถี่เรโซแนซ์จำเพาะของตัว ugly balun เอง โดยวัดระหว่าง shield ที่ปลายทั้งสองข้างของขด ugly balun
F = 145MHz

การทดลอง A:
สายอากาศตัวเปล่า
เรียก ⵊcm กรณีนี้ว่า ⵊb (bare antenna)
ⵊb = 40 mA

การทดลอง B:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 2 cm
ℓ = 4.7 cm
N = 7.8 turns
ⵊD/λ = 0.00966
ⵊD/ℓ = 0.425
L = 0.73 μH
Attenuation: -19.7 dB
SRF = 179 MHz
ⵊcm = 12 mA

การทดลอง C:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 2.5 cmℓ = 4.0 cm
N = 6.75 turns
ⵊD/λ = 0.012
ⵊD/ℓ = 0.625
L = 0.90 μH
Attenuation: -25.2 dB
SRF = 162 MHz
ⵊcm = 6 mA

การทดลอง D:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 3 cm
ℓ = 3.1 cm
N = 6 turns
ⵊD/λ = .0145
ⵊD/ℓ = 0.968
L = 0.93 μH
Attenuation: -25.7 dB
SRF = 159 MHz
ⵊcm = 5 mA

การทดลอง E:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 3.2 cm
ℓ = 3.1 cm
N = 5.45 turns
ⵊD/λ = 0.015
ⵊD/ℓ = 1.03
L = 1.0 μH
Attenuation: -24.1 dB
SRF = 131 MHz
ⵊcm = 10 mA

การทดลอง F:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 4.1 cm
ℓ = 2.75 cm
N = 4.25 turns
ⵊD/λ = 0.02
ⵊD/ℓ = 1.49
L = 1.15 μH
Attenuation: -15.7dB
SRF = 116 MHz
ⵊcm = 15 mA

การทดลอง G:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 4.6 cm
ℓ = 2.5 cm
N = 4.25 turns
ⵊD/λ = 0.022
ⵊD/ℓ = 1.84
L = 1.17 μH
Attenuation: -11.2 dB
SRF = 107 MHz
ⵊcm = 18 mA

การทดลอง H:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 6.2 cm
ℓ = 2 cm
N = 3.25 turns
ⵊD/λ = 0.03
ⵊD/ℓ = 3.1
L = 1.14 μH
Attenuation: -6.6 dB
SRF = 93 MHz
ⵊcm = 21 mA

การทดลอง ⵊ:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 7.2 cm
ℓ = 1.6 cm
N = 2.75 turns
ⵊD/λ = 0.035
ⵊD/ℓ = 4.5
L = 1.00 μH
Attenuation: -0 dB
SRF = 88 MHz
ⵊcm = 27 mA

ทดลองต่อเพื่อหาว่าจริงๆ แล้วการได้ ⵊcm suppression ที่ดีเกิดจาก ⵊD (เมื่อเทียบกับ λ) ที่ถูกต้องหรือเพราะสัดส่วนความอ้วนผอม (ⵊD/ℓ) ถูกต้องกันแน่ โดยยอมให้ต้องใช้สายนำสัญญาณสั้นหรือยาวกว่าเงื่อนไข 75 เซนติเมตร (ตัดการพันสายนำสัญญาณแบบไม่ชิดกันออกได้เพราะทดลองแล้วได้ผลแย่ลงทุกกรณี)

การทดลอง J:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว << 75cm
ⵊD = 2.5 cm
ℓ = 3.2 cm
N = 5 turns
ⵊD/λ = 0.012
ⵊD/ℓ = 0.781
L = 0.71 μH
Attenuation: -15.6 dB
SRF = 192 MHz
ⵊcm = 20 mA

การทดลอง K:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว < 75cm
ⵊD = 2.5 cm
ℓ = 3.5 cm
N = 5.75 turns
ⵊD/λ = 0.012
ⵊD/ℓ = 0.714
L = 0.88 μH
Attenuation: -20.7 dB
SRF = 179 MHz
ⵊcm = 4 mA

การทดลอง L:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว >> 75cm
ⵊD = 2.5 cm
ℓ = 6.3 cm
N = 10 turns
ⵊD/λ = 0.012
ⵊD/ℓ = 0.397
L = 1.4 μH
Attenuation: -25.2 dB
SRF = 154 MHz
ⵊcm = 3 mA

การทดลอง M:
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว >> 75cm
ⵊD = 3.2 cm
ℓ = 5 cm
N = 7.2 turns
ⵊD/λ = 0.015
ⵊD/ℓ = 0.64
L = 1.6 μH
Attenuation: -23.6 dB
SRF = 133.5 MHz
ⵊcm = 3 mA

การทดลอง N: 
สายอากาศ + air balun ทำจากสายนำสัญญาณยาว 75cm
ⵊD = 1.6 cm
ℓ = 5.9 cm
N = 9.2 turns
ⵊD/λ = 0.0072
ⵊD/ℓ = 0.271  
L = 0.654 μH
Attenuation: -12.87 dB
SRF > 200 MHz
ⵊcm ≈ 40 mA (ไม่ลดทอน) 
หมายเหตุ
การทดลอง N เป็นการทดลองเพิ่มเติม ไม่อยู่ในรูปที่ 2-9
แต่ผลที่ได้มีแนวโน้มในลักษณะเดียวกับผลอื่นๆ

ผลการทดลองทั้งหมดแสดงได้ตามตารางที่ 1 

ตารางที่ 1 ผลการทำงานของ
Ugly Balun แต่ละขนาดและรูปร่าง

สิ่งที่สังเกตเห็นจากการทดลอง

1. การทดลอง B-I ทำให้เห็นว่าที่ความยาวสายนำสัญญาณจำกัด ความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมไม่ดีถ้าขนาด ⵊD เล็กหรือใหญ่เกินไป ซึ่งมองได้สองแบบคือ ⵊD/λ และ ⵊD/ℓ คือมีผลกับ SRF ซึ่งมีผลมากกับความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วม (Icm) ดูรูปที่ 6)

• เล็กเกินไป → คอยล์ยาวผอม → แม้พันได้รอบมากแต่ SRF สูงเกินไป (parasitic capacitance ต่ำมาก) 
• ใหญ่เกินไป → คอยล์อ้วนสั้น → แม้พันรอบน้อยแต่ SRF ต่ำเกินไปได้ (parasitic capacitance สูงและค่าความเหนี่ยวนำต่ำเกินไป)

2. การทดลอง J, K เป็นการทดลองด้วยขนาด ID เดียวกับการทดลอง C แต่มีขนาดบาลันสั้นกว่า สายนำสัญญาณที่ใช้สั้นกว่าและมีการสูญเสียต่ำกว่า ทั้งสองกรณีลดกระแส Icm ได้น้อยลง

3. การทดลอง L เป็นการทดลองด้วยขนาด ID เดียวกับการทดลอง C แต่ขนาดบาลันยาวว่า สายนำสัญญาณที่ใช้ยาวกว่าและมีการสูญเสียมากกว่า (ซึ่งออกนอกข้อจำกัดการสูญเสียที่รับได้ แต่เป็นการทดลองเพื่อดูผล)

4. การทดลอง M เป็นการทดลองรักษาสัดส่วน ID/ℓ ให้ใกล้เคียงกับการทดลอง C แต่บาลันมีขนาดโดยรวมใหญ่ขึ้น (ซึ่งออกนอกข้อจำกัดการสูญเสียที่รับได้ แต่เป็นการทดลองเพื่อดูผล) แม้ ⵊD/ℓ ยังไม่ต่ำเกินไป (คือสัดส่วนรูปร่างยังเหมือนได้ ) แต่ขัดแย้งกับ ⵊD/λ ที่สูงกว่า 0.013-0.014   การที่ ⵊD ใหญ่เกินไปทำให้ความถี่ Self Resonance (SRF) ลดเร็วมากจนต่ำกว่า 145MHz และหลุดกรอบการทำงานที่ดี 

5. การทดลอง N เป็นการทดลองเพิ่มเติมให้เห็นว่า ugly balun ที่มีขนาดเส้นผ่านศูนย์กลางเล็กมากเมื่อเทียบกับความยาวคลื่นจะมีพฤติกรรมอย่างไร เห็นได้ชัดว่าแม้มีค่าความเหนี่ยวนำที่ควรสร้าง Zcm (อิมพิแดนซ์สำหรับกระแสโหมดร่วม) ตามความเชื่อเดิมได้บ้าง แต่กลับแทบไม่มีผลในการลดกระแสนี้เลย ในขณะที่ความถี่ Self Resonance Frequency สูงเกินความถี่ทำงาน (145MHz) ไปมากขัดกับหลักปฏิบัติที่ควรออกแบบให้ ugly balun มีความถี่ SRF สูงกว่าความถี่ทำงานประมาณ 5-10% จึงไม่สามารถลดทอนกระแสโหมดร่วมได้

หมายเหตุประกอบการทดลอง 

ในการทดลองต่างๆ นี้จะเห็นได้ว่าผู้ทดลองสร้างบาลันที่มีขนาดใกล้เคียงและต่อเนื่องกันในกรณี B-I  ผลการทดลองจากบาลันแต่ละขนาดต่างๆ นั้นมีแนวโน้มไปในทางทิศทางที่เห็นได้ชัด นั่นคือในเวลาเดียวกันแล้วผลเหล่านั้นแสดงถึงความสามารถในการทำซ้ำได้ ยืนยันผลซึ่งกันและกันเองว่าถูกต้องและมีการรบกวนต่ำ

แม้การวิจัยนี้ได้ทำการศึกษาพฤติกรรมของ ugly balun ที่ความถี่ 145MHz   แต่เพราะเราศึกษาการออกแบบด้วย ⵊD/λ และ ⵊD/ℓ ซึ่ง ไม่ผูกกับความถี่ใดโดยตรง  เมื่อ geometry ถูกย่อหรือขยายขนาดตาม λ  ความสัมพันธ์ระหว่าง distributed parasitic L, C และ SRF จะคงรูปเดิมเป็นเหตุผลพื้นฐานทางแม่เหล็กไฟฟ้า  ดังนั้นที่ความถี่อื่นพฤติกรรมของ ugly balun จะเป็นไปในลักษณะเดียวกันโดยขึ้นอยู่กับสัดส่วนของความถี่ที่เป็นขนาดความยาวนั่นคือความยาวคลื่น (λ) ซึ่งใช้เทียบ (Normalize, Scaling)  และกฎการออกแบบที่ศึกษานี้น่าจะสามารถปรับสเกลตามความถี่ได้ โดยไม่จำเป็นต้องทำการทดลองเพื่อปรับแต่งใหม่หมด 

ความสัมพันธ์ระหว่างรูปทรงกับคุณสมบัติของ Ugly Balun 

จากผลข้างต้น เราสามารถแสดงเป็นกราฟเพื่อให้เห็นความสัมพันธ์ (หรือไม่สัมพันธ์) ของคุณสมบัติต่างๆ ได้ดังรูปต่างๆ ด้านล่าง 

รูปที่ 2 อัตราการลดทอนสัญญาณ
ที่วัดด้วย VNA ดูมีความสัมพันธ์
กับความสามารถในการลด Icm
อยู่บ้าง แต่ยังไม่ชัดเจนนัก

รูปที่ 3 ความเหนี่ยวนำของเปลือกชีลด์
ที่วัดที่ความถี่ต่ำไม่มีความสัมพันธ์กับค่า

Attenuation ที่วัดได้ เพราะอย่างหลังมีผล

จาก parasitic capacitance ของชีลด์ด้วย

รูปที่ 4 ความเหนี่ยวนำของเปลือกชีลด์

ที่วัดที่ความถี่ต่ำไม่มีความสัมพันธ์กับ

ความสามารถในการลด Icm เลย

รูปที่ 5 รูปร่าง (ดูว่าอ้วนหรือผอม) ของ

Ugly balun ซึ่งเป็นลักณะสัมพัทธ์ของ
ตัวมันเอง ไม่มีความสัมพันธ์กับความ
สามารถในการลดกระแส Icm

รูปที่ 6 เห็นชัดเจนว่าความถี่เรโซแนนซ์
ของ ugly balun มีความสัมพันธ์มากกับ
ความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วม
(Icm) โดยปกติแล้วเรามักให้ SRF
สูงกว่าความถี่ใช้งานสัก 5-10%
(SRF/F ≈ 1.05→1.1)

รูปที่ 7 เมื่อใช้สายนำสัญญาณความยาว
คงที่พันเป็น Ugly Balun ขนาดเส้นผ่าน
ศูนย์กลางเมื่อเทียบกับความยาวคลื่น
ในอากาศ (λ) มีผลต่อความถี่เรโซแนนซ์
ของบาลันเอง  ซึ่งการทำงานที่ดีแล้ว
SRF/F ควร > 1 

รูปที่ 8 เมื่อเราคงค่าของสัดส่วน ⵊD/λ ไว้
(กรณีตัวอย่างนี้คือ 0.012) และเพิ่มความ
ยาวของสายนำสัญญาณที่พัน ทำให้ ⵊD/ℓ
ต่ำลง ความถี่ SRF ต่ำลง (SRF/F ลดลง)
ทำให้ต้องระวังว่า SRF จะต่ำกว่าความถี่
ใช้งาน (ในรูปนี้ ⵊD/λ=0.012 ซึ่ง SRF
จะไม่ขยับขึ้นเร็วนักเมื่อเพิ่ม ℓ  แต่ถ้า
ⵊD/λ > 0.015 แล้วพันมากรอบ ⵊD/ℓ
ต่ำด้วย  SRF จะลดลงเร็วจะสูงมาก)

รูปที่ 9 เห็นได้ชัดเจนว่าเมื่อใช้สายนำ

สัญญาณความยาวคงที่ 75 เซนติเมตร
สร้างเป็น Ugly Balun ที่มีขนาด ศก.
ต่างกัน จะมีจุดหนึ่งที่มีความสามารถ
ลดกระแส Icm ได้ดีที่สุด และพฤติกรรม
ของบาลันถูกแบ่งออกเป็น 3 regimes

จากภาพจะเห็นชัดเจนว่า:

• เงื่อนไข/จุดที่ได้ผลการลดกระแสโหมดร่วมที่ดีที่สุดไม่ตรงกับจุดที่มค่าความเหนี่ยวนำ (L) สูงสุด
• อัตราการลดทอนของสัญญาณ (Attenuation) ดูเกี่ยวข้องกับความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วม แต่บางกรณีก็ไม่สามารถรับรองได้

เป็นการพิสูจน์สิ่งที่อาจจะถูกทำต่อกันมาว่าถ้าสามารถพันสายนำสัญญาณให้ได้ค่าความเหนี่ยวนำ (L) สูง (พันขดใหญ่ๆ และ/หรือ มากรอบเอาไว้) หรือให้มีอัตราการลดทอนของสัญญาณ (เมื่อวัดด้วย Vector Network Analyzer ด้วยวิธีที่กล่าวไปแล้วข้างต้น) ที่ดีแล้ว จะทำให้ได้บาลันที่มีความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วม (Icm) ดีนั้นไม่จริงเสมอไป 

พฤติกรรมของ Ugly Balun  

จากผลทดลองที่ได้ เราสามารถแยกพฤติกรรมของบาลัน (ที่สร้างด้วยสายนำสัญญาณความยาวเท่ากัน) ออกได้เป็น 3 regimes ค่อนข้างชัดเจน

I. เมื่อเส้นผ่านศูนย์กลางเล็กเกินไป (D ≪ λ)

• ขนาดเล็กเกินไปที่สนามไฟฟ้าจะถูกบังคับให้ปฏิบัติตามโครงสร้าง
• เส้นแรงของสนามต่างๆ ไม่จำเป็นต้อง “เดินวน” ตามสายนำสัญญาณ

ผลคือ:

• Displacement Current ข้ามรอบได้ 
• SRF สูงมาก
• อิมพิแดนซ์ที่กระแส Icm รู้สึกมีค่าน้อย

II. เมื่อ D มีขนาดพอดีเมื่อเทียบกับ λ  

• D/λ  ประมาณ 0.012-0.014
• SRF > F (145MHz) แต่ไม่ไกลเกินไป  
• สนามต่างๆ (fields) ไม่สามารถลัดวงจรได้ง่าย
• และรู้สึก” ถึงความโค้ง
• พลังงานถูกบังคับให้สะสมรอบโครงสร้าง

ทำให้:

• Zcm หรือ Impedance ต่อที่กระแสโหมดร่วมมองเห็นเพิ่มขึ้นโดยไม่ต้องอาศัย lumped resonance แบบปกติ
• ความสามารถในการลดกระแสโหมดรร่วม (Icm suppression) เกิดขึ้นจริง
• โดยไม่ต้องอาศัยสิ่งที่เชื่อต่อกันมาว่า ugly balun ต้องอ้วนไว้ก่อน

III. เมื่อเส้นผ่านศูนย์กลางใหญ่เกินไป (D ≫ λ)

• โครงสร้างมีความโค้งต่ำเมื่อเทียบกับความยาวคลื่น ทำให้สนามสามารถปิดลูปในอวกาศได้โดยไม่ต้องปฏิบัติตามแนวสายนำสัญญาณ
• คลื่นมองไม่เห็นว่าสายนำสัญญาณพันกันอยู่
• SRF < F 
• โหมดความจุไฟฟ้ามีผลมาก
• พลังงานถูกกักไว้ในรูป reactive ไม่ได้ 

ผลคือ:

• สนามส่วนใหญ่ไหลผ่านไป 
• กระสโหมดร่วม (common-mode current) สวนใหญ่ไหลต่อได้ 
• Zcm หรือ Impedance ที่ common-mode “รู้สึก" มีขนาดไม่มาก

จากสิ่งที่เห็น นี่ไม่ใช่การกำทอน (resonance) แบบปกติ แต่เป็นการตอบสนองระหว่างสนามต่างๆ ต่อโครงสร้างของอุปกรณ์ geometry–field interaction และเราสามารถสรุปสั้นๆ ได้ว่า: 

Ugly balun จะทำงานได้ดีก็ต่อเมื่อขนาดเชิงเรขาคณิตของมันใหญ่พอที่จะบังคับไม่ให้มันเดินลัด แต่ไม่ใหญ่จนสนามมองไม่เห็นความโค้งของโครงสร้าง

สิ่งที่ผิด-ที่เคยถูกคิด

ผู้ใช้หลายคนอาจเคยคิดว่าความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมขึ้นกับความเหนี่ยวนำของ ugly balun และอัตราการลดทอนสัญญาณที่วัดได้จาก Vector Analyzer (ด้วยวิธีวัดที่กล่าวไว้ก่อนหน้า) เป็นหลัก แต่ผลการศึกษาพบว่าไม่จริงเสมอไป ค่าความเหนี่ยวนำที่ใกล้เคียงกันอาจจะให้ผลการลดกระแสโหมดร่วมที่ต่างกันได้ นั่นคือโมเดล 

Zcm = jωL  

นั้นใช้ไม่ได้กับกรณีนี้ และที่สวนทางกับความรู้สึกคือบาลันตัวที่มีอัตราการลดทอน (Attenuation) ต่ำกว่าอาจจะให้ผลการลดกระแสโหมดร่วมที่ดีกว่าก็ได้

ทั้งนี้เพราะการวัดต่างๆ ที่กล่าวมาเป็นการวัด "ขดลวด" แต่เมื่อ ugly balun ทำงานนั้นมันทำงานเป็นโครงสร้างทางแม่เหล็กไฟฟ้าที่กระจายตัวอยู่ร่วมกัน (distributed structure) และกระแสโหมดร่วมที่จะหลงเหลือไหลได้มากหรือน้อยแค่ไหนถูกสนามแม่เหล็กไฟฟ้าเหล่านี้เป็นตัวควบคุมไว้ 

จากกราฟในรูปที่ 9 แสดงความสัมพันธ์ระหว่าง Icm และ D/λ ทำให้เราเห็นว่ามีขนาดเฉพาะหนึ่งของ ugly balun ที่ให้ผลการลดกระแสโหมดร่วมได้ดีที่สุด (best suppression spot) 

อย่างไรก็ตาม ถ้าเราย้อนไปดูผลการทดลอง G, H, และ I จะเห็นว่าการวัดบาลันด้วย Vector Analyzer พบว่าความถี่ Self Resonance Frequency (SRF) อยู่ต่ำกว่า 145MHz และค่าอัตราการลดทอนสัญญาณต่ำลงรวมทั้งความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมก็ต่ำลงด้วย จึงดูเหมือนเป็นอย่างหนึ่งที่ตรงกับคำเตือนทั่วไปในการสร้าง ugly balun ว่ามันควรทำงานที่ความถี่ต่ำกว่า SRF 

นอกจากนั้นก็เช่นที่กล่าวไว้แล้วข้างบนว่า การพัน ugly balun ให้ผลดีไม่ใช่ด้วยการพันใหญ่ๆ ยาวๆ มากๆ รอบไว้ก่อน เพราะนอกจากจะเปลืองสายนำสัญญาณ เกิดการสูญเสียมากแล้วยังไม่ได้ผลดีในการลดกระแสโหมดร่วม (Icm) อีกด้วย 

สิ่งที่ใช่

• Ugly balun ทำงานทั้งใน transmission line และ field mode ดูรูปที่ 10 
• Ugly balun ไม่ใช่ inductor แต่เป็น distributed reactive structure
• Ugly balun มี regimes ในการทำงานลดกระแสโหมดร่วมให้เห็นชัดเจน
• ความถี่ Self Resonance ต้องถูกวางให้ถูกต้อง (SRF > F ในตำแหน่งที่เหมาะสม ไม่ใกล้หรือไกลเกินไป)
• ภายใต้การสูญสียที่ยอมรับได้ (มักมีค่าต่ำ เช่น 0.15dB) ปัจจัยหลักที่ควบคุมความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมคือสัดส่วน ⵊD/λ (ความสำคัญ #1) 
• ที่ ⵊD/λ ที่ถูกต้อง การจะได้ประสิทธิผลในการลดกระแสโหมดร่วมที่ดีด้วยนั้น บาลันต้องมีรูปร่างถูกต้องหรือ ⵊD/ℓ อยู่ในช่วงที่ถูกต้อง (ความสำคัญ #2)

รูปที่ 10 รูปจำลองทางไฟฟ้าของ ugly balun

ที่แสดงว่ากระแสที่ไหลที่ผิวนอกของ

ผิวชีลด์ของสายนำสัญญาณมีผลต่อกัน
จากส่วนประกอบทางไฟฟ้าแฝงใดบ้าง

พร้อมงานวิจัยนี้ ผู้วิจัยเสนอโมเดลของ ugly balun ที่ละเอียดขึ้นตามรูปที่ 10 โดย

Rs: surface resistance ต่อหน่วยความยาว (ค่าน้อยมาก แต่ไม่เป็นศูนย์ ทำให้เกิด loss จริงเป็นความร้อน)

Ls : surface inductance ต่อหน่วยความยาว (เล็กมาก แต่กำหนด phase และการเก็บสำสมพลังงาน)

ส่วนประกอบที่ต่อขนานระหว่างผิวชีลด์ของรอบที่อยู่ใกล้กัน

Cp: distributed capacitance ผ่านฉนวน (dielectric) และช่องว่าง 

Rp: เกิดจากการรั่วไหล การสูญเสียของฉนวน (dielectric loss) ค่าสูงมาก แต่มีผลเมื่อจำนวนช่วงสะสมกัน

เราสามารถแทนแต่ละช่วงย่อยของผิวด้านนอกของชีลด์สายนำสัญญาณเป็นอิมพิแดนซ์ที่ผิว ซึ่งประกอบด้วยความต้านทานไฟฟ้า (Rs) และความเหนี่ยวนำไฟฟ้า (Ls) ที่ต่ออนุกรมกันต่อหน่วยความยาว ขณะเดียวกัน ผิวชีลด์ของรอบการพันที่อยู่ติดกันจะมีการเชื่อมโยงกันผ่านสนามไฟฟ้าและสนามแม่เหล็กในบริเวณนั้น ทำให้เกิดความจุไฟฟ้าแฝง (Cp) และความนำไฟฟ้าแฝง (Rp) ซึ่งเปิดโอกาสให้กระแสแบบ displacement และการรั่วไหลของพลังงานแม่เหล็กไฟฟ้าเกิดขึ้นได้ระหว่างรอบการพัน

ด้วยเหตุนี้ ugly balun จึงไม่สามารถอธิบายได้ว่าเป็นเพียงโช้คความเหนี่ยวนำหรือโครงสร้างเรโซแนนซ์แบบดั้งเดิม แต่ควรถูกมองว่าเป็นโครงข่ายอิมพิแดนซ์แบบกระจาย ซึ่งกระแสโหมดร่วมที่ไหลบนผิวตัวนำด้านนอกของชีลด์มีปฏิสัมพันธ์ต่อกันผ่านการเชื่อมโยงของสนามแม่เหล็กไฟฟ้า อิมพิแดนซ์รวมที่กระแสโหมดร่วมรับรู้จึงขึ้นกับทั้งคุณสมบัติทางไฟฟ้าของผิวตัวนำและรูปร่างเชิงเรขาคณิตของ ugly balun เอง

ผลการทดลองแสดงให้เห็นว่าค่า inductance เพียงอย่างเดียวไม่สามารถอธิบายประสิทธิภาพการลดกระแสโหมดร่วมของ ugly balun ได้อย่างเพียงพอ เนื่องจากโครงสร้างที่มีค่า L ใกล้เคียงกันกลับให้ผลการลด Icm แตกต่างกันอย่างมาก โมเดลที่นำเสนอในงานนี้แสดงให้เห็นว่าจุดทำงานที่ดีที่สุด (sweet spot) เกิดจากผลต่อกันระหว่างสนามไฟฟ้า สนามแม่เหล็ก และเรขาคณิตของโครงสร้าง ไม่ใช่จากการกำทอนโดยตรง เมื่อ ID เล็กเกินไป สนามสามารถลัดวงจรผ่าน displacement current ได้ง่าย ขณะที่เมื่อ D ใหญ่เกินไป สนามไม่รับรู้ถึงความโค้งของโครงสร้าง ผลลัพธ์ที่ดีที่สุดจึงเกิดขึ้นในช่วงขนาดที่เหมาะสม ซึ่งเป็น regime ของ geometry–field interaction อย่างแท้จริง

แนวทางการออกแบบ  

มาถึงจุดสำคัญว่าถ้าเราต้องการ Ugly balun สักตัวหนึ่งเราจะออกแบบอย่างไร ก่อนจะไปถึงวิธีทำแบบทีละขั้น มาดูหลักการกันก่อน: 

1) ภายใต้ข้อจำกัดความยาวสายนำสัญญาณ สิ่งแรกที่สำคัญที่สุดคือเลือกขนาดขดเป็น ⵊD/λ ≈ 0.012–0.014 

2) เมื่อความยาวสายนำสัญญาณเอื้ออำนวย (ยาวพอที่ loss budget ที่มี) เลือกปรับสัดส่วน ⵊD/ℓ ให้อยู่ในช่วงประมาณ 0.6–0.9 ซึ่งจะให้ประสิทธิภาพการลดกระแสโหมดร่วมต่อความยาวสายที่คุ้มค่าที่สุด

3) การเพิ่มความยาวขดจน ⵊD/ℓ < 0.6 สามารถให้การลดกระแสโหมดร่วมที่ดีขึ้นได้เพิ่มเติม อย่างไรก็ตาม แนวทางนี้ถูกจำกัดโดย loss budget และการเรโซแนนซ์ที่อาจจะเกิดได้ จึงเหมาะสำหรับใช้เป็นขอบเขตบนของความสามารถของบาลันนี้มากกว่าจะเป็นกฎการออกแบบทั่วไป

หมายเหตุจากผู้วิจัย 

ข้อจำกัดหลักในคำถามงานวิจัยนี้คือ “ขีดจำกัดการสูญเสียที่ยอมรับได้” ซึ่งทำให้เห็นว่าเวลาเราพัน สายสัญญาณเป็น ugly balun นั้นเราต้อง "เลือก" อะไรก่อน  เห็นชัดเจนว่าต้องเลือกให้ ⵊD/λ อยู่ในช่วงที่ถูกต้องก่อนก็คือประมาณ 0.014 จากนั้นจึงพันสายนำสัญญาณให้ได้ ugly balun แต่ ℓ ต้องไม่ยาวเกินไป นั่นก็คือ ⵊD/ℓ ไม่ต่ำเกินไป ไม่อย่างนั้นจะทำให้ SRF < Operating Freq.  นั่นคือ:

ⵊD/λ ต่ำไป → coupling ไม่พอ

ⵊD/λ สูงไป (>0.015) → parasitic C พุ่ง → SRF ตกต่ำลงเร็วมาก 

แต่ด้วยข้อจำกัดที่ยอมให้มีการสูญเสีย (loss budget) ที่ไม่มากนัก สายนำสัญญาณคงไม่ยาวมากที่จะสร้างปัญหานั้นได้ (ⵊD/ℓ ต่ำเกินไป)    เมื่อ ⵊD/ℓ เริ่มต่ำ (เช่นต่ำกว่า 0.7-0.9) ให้เริ่มระวัง แต่การจัดการปัญหานี้ไม่ยากก็แค่ใช้สายนำสัญญาณที่สั้นลงดีเสียอีกที่การสูญเสียต่ำลง

และถ้าผู้ใช้ยอมให้เกิด loss budget มากจริงและต้องใช้ให้หมด อีกวิธีหนึ่งที่สามารถได้ผลด้วยคือทำบาลันที่มีขนาดและสัดส่วนถูกต้องมากกว่าหนึ่งตัวแล้วนำมาต่อ cascade กัน จะได้ผลดีกว่าไปทำตัวเดียวกันแล้ว SRF ต่ำมากจนความสามารถในการลด Icm เสียไป 

ขั้นตอนการออกแบบ

1. รู้ความถี่ใช้งาน f คำนวณหา λ = v/c (λ ในหน่วย เมตร ≈ 300/f ; f เป็นความถี่ในหน่วย MHz) 

2. ใช้ rule-of-thumb คำนวณ ⵊD=(0.013)λ  ขนาด ⵊD นี้สำคัญเป็นอันดับที่ 1 

3. คำนวณว่าด้วยการสูญสียในสายนำสัญญาณที่ยอมรับได้ (เช่น 0.15 dB) จะใช้สายนำสัญญาณยาวได้ไม่เกินเท่าไร สมมติเป็น β เมตร

4. นำสายนำสัญญาณ β เมตรพันเป็น ugly balun ขนาด ⵊD (เส้นผ่านศูนย์กลาง) ตามข้อ 2 แล้วดูว่าได้ความยาวของบาลัน ⵊD/ℓ อยู่ในช่วงประมาณ 0.6–0.9 หรือไม่  ความยาวของบาลันหรือตัวเลข ⵊD/ℓ มีสำคัญเป็นอันดับที่ 2 

5. จาก 4
ถ้า ℓ สั้นเกินไปอาจพิจารณา เพิ่มความยาวของสายนำสัญญาณแม้จะต้องยอมสูญเสียมากขึ้น

ถ้า ℓ ยาวเกินไป ดูจาก ⵊD/ℓ ว่าต่ำกว่า 0.7-0.9 อาจพิจารณาลดความยาวของสายนำสัญญาณ ซึ่งได้ประโยชน์เพราะการสูญเสียจะลดลง เป็นการลดความเสี่ยงที่ความถี่ SRF จะต่ำกว่าความถี่ใช้งาน 

6. พันให้แน่น (turns touching) ห้ามเว้นช่อง

เพราะเว้นแล้ว Parasitic Capacitance กระจายไม่สม่ำเสมอ

SRF แปรปรวน ประสิทธิผลการทำงานไม่ดี

ในระหว่างการทำ ถ้าผู้ออกแบบวัด Icm ไปด้วย จะทำให้การหาจุดเหมาะสมชัดเจนและง่ายขึ้น 

7. จากผลการทดสอบจะเห็นว่า ugly balun มีความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมได้กว่า 80% ดังนั้นในกรณีที่มีการเปลี่ยนความถี่ เปลี่ยนผู้ผลิตสายนำสัญญาณ หรืออื่นๆ แล้วได้ความสามารถที่ไม่ด้อยไปกว่าตัวเลขดังกล่าวมาก ควรลองปรับแต่งขนาด ⵊD/ℓ เพื่อให้ได้ความสามารถที่ดีที่สุดด้วย

งานวิจัยนี้ให้ความรู้อะไรเราบ้าง 

งานวิจัยนี้ชี้ให้เห็นชัดเจนว่าสายนำสัญญาณที่มีความยาวหนึ่งถูกนำมาสร้างบาลันที่มีรูปร่างต่างกันจะให้ประสิทธิผลการทำงานต่างกัน และนำเสนอกรอบการออกแบบ (design framework) สำหรับ air-wound ugly balun ภายใต้ความยาวของสายนำสัญญาณจำกัดที่เกิดการสูญเสียที่ยอมรับได้ โดยมี contribution หลักคือ:

1. เสนอแนวทางการออกแบบ ugly balun ที่ยึดโครงสร้างเชิงเรขาคณิตเป็นหลัก (geometry-first approach) 

แม้ว่า self-resonant frequency (SRF) จะเป็นตัวแปรทางไฟฟ้าที่มีบทบาทสำคัญต่อความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วม (Icm suppression) (ดูรูปที่ 6) แต่ที่ผ่านมาแทบไม่มีแนวทางเชิงปฏิบัติที่ชัดเจนว่าควรออกแบบรูปทรงของ ugly balun อย่างไรจึงจะได้ประสิทธิผลสูงสุด งานนี้แสดงให้เห็นว่าสามารถกำหนดกรอบการออกแบบได้อย่างเป็นระบบด้วยตัวแปรไร้มิติ ⵊD/λ และ ⵊD/ℓ

2. ระบุค่าที่คุ้มค่าที่สุดของพารามิเตอร์หลัก ⵊD/λ สำหรับการลด Icm

จากผลการทดลองพบว่า ⵊD/λ อยู่ในช่วงประมาณ 0.012–0.014 (โดยเฉพาะใกล้ 0.013) เป็นช่วงที่ให้ประสิทธิภาพการลดกระแสโหมดร่วมสูงสุดต่อการสูญเสียที่ยอมรับได้ ซึ่งเป็นจุดที่เหมาะสมที่สุดในการเริ่มต้นออกแบบ ugly balun ก่อนพิจารณาพารามิเตอร์อื่น

3. แสดงให้เห็นว่าค่า Attenuation (การลดทอนสัญญาณ) และ inductance (ความเหนี่ยวนำไฟฟ้า) ที่วัดในย่านความถี่ต่ำ ไม่ได้เป็นตัวชี้วัดประสิทธิผลการลด Icm โดยตรง 

งานนี้ชี้ให้เห็นอย่างชัดเจนถึงประเด็นดังกล่าวและช่วยแก้ความเข้าใจผิดที่พบได้บ่อยในการออกแบบ ugly balun แบบอาศัยค่า L หรือ attenuation เพียงอย่างเดียว

4. เปิดเผยกลไกที่ Ugly Balun จะทำงานไม่ได้ผลอีกต่อไป (performance collapse) เมื่อพันบาลันมีขนาดใหญ่เกินไป

พบว่าการเลือก ⵊD/λ ที่มากเกินไป (เช่น > 0.015) ทำให้ SRF ลดลงอย่างรวดเร็วเมื่อพัน balun มากรอบเกินไป และอาจต่ำกว่าความถี่ใช้งาน ส่งผลให้ความสามารถในการลด Icm ลดลงอย่างฉับพลัน แม้จะเพิ่มจำนวนรอบเพียงเล็กน้อยก็ตาม งานนี้จึงให้ทั้งข้อสังเกตและคำเตือนเชิงออกแบบที่มีความสำคัญต่อการใช้งานจริง  (ดูรูปที่ 8 แสดงลักษณะของ SRF ที่ต่ำลงเมื่อพันบาลันมากรอบขึ้น) 

5. นำข้อจำกัดด้านการสูญเสีย (loss constraint) รวมเข้ากับการออกแบบอย่างเป็นทางการ

แทนที่จะมุ่งเพิ่ม Icm suppression เพียงอย่างเดียว งานนี้เริ่มต้นจาก “ขีดจำกัดการสูญเสียที่ยอมรับได้” ทำให้ข้อสรุปและแนวทางการออกแบบสามารถนำไปใช้ได้จริงในระบบสื่อสาร ไม่ใช่เพียงผลลัพธ์เชิงทฤษฎี

6. เปลี่ยน ugly balun จากงานเชิงประสบการณ์ไปสู่กรอบการออกแบบเชิงวิศวกรรมที่ปรับสเกลได้กับความถี่ต่างๆ 

ด้วยการใช้ตัวแปรไร้มิติและการพิจารณาข้อจำกัดด้านเรโซแนนซ์ ผลลัพธ์ของงานนี้สามารถขยายไปยังความถี่อื่นได้โดยไม่จำเป็นต้องทำการทดลองปรับจูนใหม่ทั้งหมดในทุกกรณี

---

© Jitrayut Chunnabhata, 2026.
This article is an original research work developed independently by the author, including its concepts, analyses, and theoretical framework. All rights to the content are reserved by the author. The ideas, content, and results presented here may be used for study, reference, or further research provided that proper credit is given to the author and the original source is clearly cited in all cases. Any reproduction, adaptation, or presentation of this work, in whole or in part, as one’s own without appropriate attribution—whether directly or indirectly—constitutes academic plagiarism and a clear violation of copyright.

© 2026 จิตรยุทธ จุณณะภาต สงวนลิขสิทธิ
บทความนี้เป็นงานวิจัยต้นฉบับที่ผู้เขียนพัฒนาขึ้นด้วยตนเอง ทั้งในเชิงแนวคิด การวิเคราะห์ และกรอบทางทฤษฎี ลิขสิทธิ์ของเนื้อหาทั้งหมดสงวนไว้โดยผู้เขียน  อนุญาตให้นำเนื้อหา แนวคิด หรือผลการวิเคราะห์ไปใช้เพื่อการศึกษา การอ้างอิง หรือการวิจัยต่อยอดได้ โดยต้องระบุชื่อผู้เขียนและแหล่งที่มาอย่างชัดเจน ทุกครั้ง    การคัดลอก ดัดแปลง หรือนำเนื้อหาทั้งหมดหรือบางส่วนไปนำเสนอเป็นผลงานของตนเอง โดยไม่ให้เครดิตผู้เขียน ไม่ว่าทางตรงหรือทางอ้อม ถือเป็นการ ลอกเลียนงานวิชาการ (plagiarism) และเป็นการละเมิดลิขสิทธิ์อย่างชัดเจน

งานวิจัย Sleeve Balun: กรอบแนวคิดเชิงฟิสิกส์และแนวทางการออกแบบเพื่อการลดกระแสโหมดร่วม

Physically Grounded Design Framework and Experimental Analysis for Sleeve Balun Performance

โดย จิตรยุทธ จุณณะภาต / Jitrayut Chunnabhata (HS0DJU)
Electrical Engineer
Former Senior Member of Technical Staff (Semiconductor Industry)
Independent Researcher in Applied Electromagnetics
หมายเหตุ: บทความนี้สงวนลิขสิทธิ์โดยผู้เขียน (โปรดดูรายละเอียดด้านล่างสุด)

---

งานนี้เป็นการศึกษาเพื่ออธิบายกลไกการทำงานที่แท้จริงของ Sleeve balun และนำเสนอกรอบแนวคิดการออกแบบอุปกรณ์ชนิดนี้ที่ให้ความสำคัญกับฟิสิกส์ของสิ่งที่เกิดขึ้นและวัดได้จริง โดยไม่พึ่งสมมติฐานจากตำราทั่วไป การทดลองถูกออกแบบเพื่อศึกษาผลของขนาดและความยาวของปลอกโลหะต่อการลดกระแสโหมดร่วมที่ความถี่ 145 MHz งานวิจัยนี้สรุปกลไกทางฟิสิกส์ที่เป็นหัวใจของประสิทธิภาพ พร้อมนำเสนอโมเดลและแนวทางการออกแบบที่สามารถใช้งานจริงได้

คำถาม: เราจะออกแบบ Sleeve Balun ให้ทำงานได้ดีสำหรับย่านความถี่ 145MHz ได้อย่างไร ตัวปลอกโลหะต้องมีขนาดเท่าไรและยาวแค่ไหนแน่ และจะคำนวณหรือมีหลักการออกแบบอย่างไรในการสร้างมันให้ทำงานได้ดี

แนะนำ Sleeve Balun

Sleeve balun เป็นอุปกรณ์ทางวิทยุสื่อสาร ใช้งานร่วมกับสายนำสัญญาณแบบแกนร่วม (coaxial) ทำหน้าที่หลักในการลดกระแสโหมดร่วม (common mode current, Icm) ที่ไหลอยู่ที่ผิวนอกของชีลด์ของสายนำสัญญาณแบบ coaxial อันเนื่องมาจากความไม่สมดุลของกระแสไฟฟ้าความถี่สูงที่ไหลที่แกนกลางและผิวด้านในของชีลด์ของสายนำสัญญาณแบบแกนร่วม (อ่าน มุมมองใหม่ของ Sleeve Balun และหลักการป้องกันกระแสโหมดร่วม เพิ่มเติม) 

รูปที 1 โครงสร้างของ Sleeve balun
โดยทั่วไปคือการสวมปลอกโลหะ
ความยาว ¼λ เข้ากับสายนำสัญญาณ

และลัดวงจรระหว่างชีลด์กับปลอก
โลหะด้านใดด้านหนึ่ง

เราจะสร้าง Sleeve balun อย่างไร  

เราอาจจะเคยอ่านหรือเห็นภาพอย่างคร่าวๆ ของ sleeve balun ตามในรูปที่ 1 และที่มักเคยได้เห็นด้วยคือตัวหนังสือกำกับความยาวของท่อเป็น ¼λ  ซึ่งไม่มีคำอธิบายอะไรชัดเจนว่า λ นั้นเป็นความยาวคลื่นที่ไหน คำนวณจากอะไร  บางเอกสารก็บอกว่าเป็นความยาวทางไฟฟ้าของคลื่น TEM ในสาย coaxial (คิดตัวคูณความเร็วด้วย) ซึ่งไม่ถูกต้องเพราะคลื่นข้างในสายนำสัญญาณเป็น differential mode และอยู่ในระบบปิดจึงไม่เกี่ยวอะไรกับกระแสโหมดร่วม (common mode current, I_cm) ที่เราต้องการลดซึ่งวิ่งที่ผิวด้านนอกของสายนำสัญญาณ บางเอกสารก็ให้ใช้ λ ในอากาศซึ่งหมายถึงความยาวคลื่นในอากาศก็ดูไม่สมเหตุสมผล  นั่นยังไม่รวมถึงว่าจะต้องหรือควรใช้ท่อขนาดเส้นผ่านศูนย์กลางเล็กหรือใหญ่อย่างไร  นอกจากนั้นยังไม่มีข้อมูลแน่ชัดบอกว่า ¼λ-sleeve balun ทำงานอย่างไร มีแต่คำอธิบายคร่าวๆ ว่าหลักการคล้าย ¼λ-transmission line ที่ด้านหนึ่งถูกลัดวงจรและอีกด้านเปิดวงจรและกลับกัน ซึ่งฟังดูแล้วยังไม่หนักแน่นนัก

วัตถุประสงค์ในการศึกษา

เนื่องจากไเม่พบเอกสารที่อกลธิบายไกการทำงาน วิธีการสร้างอย่างเป็นระบบ จึงเป็นที่มาของการทดลองวิจัยนี้ที่ต้องเข้าใจการทำงานของ Sleeve balun จริงๆ รวมทั้งหาหลักการที่สามารถทำตามได้เมื่อต้องการออกแบบและสร้าง sleeve balun ขึ้นใช้งานได้และทำซ้ำได้ 

ขอบเขตและเงื่อนไขของงานทดลอง 

• ท่อโลหะทั้งหมดเป็นอลูมิเนียม 
• เพื่อสร้างบาลันแบบที่เรียกว่า  ¼λ-sleeve balun
• ทดลองที่ท่อหลายขนาด
• ใช้สายนำสัญญาณ RG58 นำสัญญาณผ่านกลาง sleeve 
• ออกแบบเพื่อให้ได้ผลดีที่ความถี่ 145MHz เนื่องจากเป็นความถี่ที่มีความยาวคลื่นปานกลาง ทำงานด้วยสะดวก ใช้เครื่องส่งกำลัง (RF power) 1.5W 
• ใช้สายอากาศยืด-หด (telescopic) เพื่อสร้างกระแสโหมดร่วม (common mode current, I_cm)  และใช้ sleeve balun เพื่อลดกระแสนี้
• การทดลองหันด้านลัดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ 
• เปลี่ยนขนาดและความยาวของท่อโลหะ (sleeve) และวัดผลต่างๆ ที่ได้เพื่อหาวิธีการออกแบบ ¼λ-sleeve balun ให้สามารถหยุดกระแสโหมดร่วมได้ดีที่สุด 
• ใช้ Ugly Balun ที่สร้างจากสายนำสัญญาณ RG58 พันบนแกนอากาศเส้นผ่านศูนย์กลาง 1 นิ้วจำนวน 6 รอบเพื่อใช้เปรียบเทียบการลดกระแสโหมดร่วม
• อธิบายการทำงานของ ¼λ-sleeve balun ให้ชัดเจน

การออกแบบการทดลอง

เนื่องจากแหล่งข้อมูลต่างๆ ไม่มีหลักการคำนวณหาความยาวของปลอกโลหะ หรือบอกไว้แบบกว้างๆ ไม่มีหลักการให้เดินตามได้ จึงทำการทดลองสร้าง Sleeve balun ด้วยขนาดท่อและความยาวต่างๆ 

การทดลองเริ่มที่ความยาว ¼λ ของสายนำสัญญาณแฝงระหว่างผิวนอกของชีลด์ของสายโคแอกเชียลกับผิวด้านในของปลอก sleeve หรือ secondary (parasitic) transmission line ดังในรูปที่ 2 (ต่อไปอาจจะเรียกเจาะจงว่าความยาว ¼λ_CS โดย CS หมายถึง coaxial-sleeve)  ซึ่งน่าจะเป็นค่าเริ่มต้นที่ดีเพราะบริเวณสายนำสัญญาณแฝงน่าจะเป็นบริเวณที่น่าจะเกิดการหักล้างของคลื่นแล้วลดกระแสโหมดร่วมได้   ความเร็วของคลื่น (แปลผกผันกับ λ_CS) ในบริเวณนั้นจะขึ้นกับปริมาณของฉนวนที่เป็นเปลือกของสายนำสัญญาณกับอากาศที่อยู่ระหว่างผิวนอกของชีลด์ของสายโคแอกเชียลกับผิวด้านในของปลอก sleeve  นั่นเอง 

รูปที่ 2 แสดงสายนำสัญญาณที่แฝงอยู่
(secondary transmission line) ที่คลื่น
น่าจะเคลื่อนที่ในบริเวณนี้และเกิดผล
ในการลดกระแส common mode ได้

บริเวณผิวนอกของชีลด์ของสายโคแอกเชียลกับผิวด้านในของปลอก sleeve เป็นตัวนำ 2 ชิ้นและทำตัวเป็นสายนำสัญญาณแฝง (secondary-parasitic transmission line) และเมื่อมีตัวนำสองตัวโหมดหลักของคลื่นจะเป็น TEM (Transverse Electromagnetic)  ความเร็วของคลื่นจะขึ้นกับการถ่วงน้ำหนักของ permittivity ของเปลือกของสายนำสัญญาณ RG58 และอากาศที่อยู่ระหว่างเปลือกของสายไปยังผิวด้านในของ sleeve  นั่นคือยิ่งท่อเล็กจะมีส่วนของอากาศน้อยทำให้ค่า permittivity สูง คลื่นเดินทางช้า λ_CS สั้นลง  ทำให้ระยะ ¼λ_CS สั้นลง (ที่ความถี่คงที่ที่ทดสอบ)   ในทางกลับกันถ้าท่อใหญ่ขึ้นจะมีส่วนของอากาศอยู่มากทำให้คลื่นเดินทางได้เร็วขึ้นและ ¼λ_CS จะยาวขึ้น ดูรูปที่ 2   โดยทั่วไปแล้วความสัมพันธ์ของ λ_CS กับขนาดท่อ sleeve จะแสดงได้ดังรูปที่ 3

รูปที่ 3 เมื่อ sleeve มีขนาดใหญ่ขึ้นหรือ

D/d ใหญ่ขึ้น เมื่อ D=เส้นผ่านศูนย์กลาง
ของ sleeve, d=เส้นผ่านศูนย์กลาง
ของสาย RG58 (รวมเปลือกนอก)

ความยาวคลื่น (TEM mode) ในส่วน
ของสายนำสัญญาณแฝงจะยาวขึ้น

และเมื่อ sleeve ใหญ่มาก ความยาวคลื่น

คลื่นจะเข้าใกล้ความยาวคลื่นในอากาศ
(หมายเหตุ ภาพนี้แสดงเพียงลักษณะ

ของแนวโน้มที่จะเกิดขึ้นเท่านั้น)

การหาความยาวของสายนำสัญญาณ+ท่อ sleeve ที่ยาว ¼λ_CS นั้นทำได้สองวิธี วิธีแรกคือการคำนวณด้วย ขนาดและ permittivity (ε) ของวัสดุที่ใช้ทำฉนวนด้านนอกของสายนำสัญญาณ (การทดลอง-วิจัยนี้ใช้สาย RG58) และระยะห่างจากฉนวนของสายนำสัญญาณไปยังผิวด้านในของ sleeve และ permittivity ของอากาศ แต่ค่อนข้างยุ่งยากและเรามักไม่ค่อยรู้ค่าที่แน่นอนของ permittivity ของวัสดุที่ใช้ทำฉนวนด้านนอกของสายนำสัญญาณทำให้การคำนวณไม่แม่นยำหรือทำไม่ได้ (หรือไม่ก็ต้องทดสอบหาค่า permittivity ของเปลือกสาย RG58 ก่อนซึ่งเพิ่มขั้นตอนเข้าไปอีก)

อีกวิธีหนึ่งที่แม่นยำกว่าคือทดลองสร้างท่อ sleeve+สายนำสัญญาณด้วยความยาวหนึ่ง (อาจเริ่มด้วยความยาว 0.8λ_air ก็เป็นค่าเริ่มต้นที่ดี)  จากนั้นลัดวงจรระหว่างชีลด์กับ sleeve ที่ด้านหนึ่ง (เรียกว่า ด้านลัดวงจร) แล้วใช้ Vector Network Analyzer วัดอิมพิแดนซ์ระหว่างชีลด์และ sleeve ที่อีกด้านที่เหลือ (เรียกว่า ด้านเปิดวงจร) ซึ่งการวัดลักษณะนี้จะเป็นการวัดคลื่นในโหมด TEM และถ้าความยาวของท่อเป็น ¼λ_CS จะเห็นอิมพิแดนซ์ที่ด้านเปิดวงจรเป็น ∞ Ω   ความยาวของ sleeve balun ที่ได้นี้เรียกว่าความยาว L 

รูปที่ 4 แสดงการใช้ Vector Network Analyzer
วัดอิมพิแดนซ์เพื่อหาความยาวของ
ท่อ sleeve และสายนำสัญญาณที่สอด
อยู่ภายในเป็น ¼λ_CS พอดี  ซึ่งเมื่อลัดวงจร
ที่ด้านหนึ่ง อีกด้านจะวัดได้เป็นเปิดวงจร
(ที่ความถี่ที่ออกแบบ)

จากนั้นทดลองดูว่า sleeve balun ความยาว L = ¼λ_CS ที่สร้างขึ้นมีความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วม (Icm; common mode current) ได้เท่าไรที่ความถี่ใด  และถ้าจะทำให้ลดกระแสโหมดร่วมที่ความถี่ 145MHz ที่ต้องการจะต้องเพิ่มหรือลดความยาวอีกเท่าไร ดูรูปที่ 5

• นำสายอากาศอ้างอิง (telescopic antenna) เสียบกับสายนำสัญญาณ (สายป้อน) ไปยังเครื่องส่งวิทยุ  โดยสายนำสัญญาณที่ใช้ต่อไปยังเครื่องส่งวิทยุต้องยาวพอสมควร (1λ เป็นความยาวที่สมเหตุผล) เพราะกระแสโหมดร่วม (Icm; common mode current) ที่เกิดขึ้นบนสายนำสัญญาณที่ใช้ป้อนไม่เท่ากันตลอดความยาวของสายนำสัญญาณ แต่จะมีค่าสูงสุดและต่ำสุดสลับกันไปทุก ¼λ    ในการอ่านค่า Icm จึงต้องไล่อ่านทุกจุดบนสายนำสัญญาณ  บันทึกค่ากระแสโหมดร่วมสูงสุดที่อ่านได้เป็น Icm max.  ที่ความถี่ 145MHz (ความถี่กลาง) และควรอ่านค่ากระแสโหมดร่วมสูงสุดรอบๆ ความถี่กลางนั้นด้วย 
• (Optional) นำสายอากาศอ้างอิง (telescopic antenna) ต่อเข้ากับ Ugly Balun แล้วต่อด้วยสายนำสัญญาณไปยังเครื่องส่งวิทยุ  อ่านค่าของ Icm max. บนสายป้อนนั้นเพื่อเป็นข้อมูลอ้างอิงเพิ่มเติม
• นำสายอากาศอ้างอิง (telescopic antenna) เสียบเข้ากับด้านบนของ sleeve balun ส่วนด้านล่างต่อด้วยสายนำสัญญาณเส้นเดิมไปยังเครื่องส่งวิทยุ  และอ่านค่าของ Icm max. ด้วยวิธีเดิม 

รูปที่ 5 ต่อสายอากาศทดลองเข้ากับ
ท่อ sleeve ขนาดเส้นผ่านศูนย์กลาง D
 และต่อสายนำสัญญาณไปยัง
เครื่องส่งวิทยุ จากนั้นวัดกระแส
โหมดร่วม (Icm) ที่เกิดขึ้น

• จากนั้นกลับด้านของ sleeve balun เอาด้านเปิดวงจรไว้ใกล้กับสายอากาศ และทำแบบเดิม อ่านค่า Icm max. rev. ไปด้วยและบันทึกไว้ที่ความถี่ 145MHz และใกล้เคียง 
• จากความถี่ใกล้เคียงที่เราทดสอบ จะรู้ว่าการลดทอนกระแสโหมดร่วมเกิดที่ความถี่สูงหรือต่ำกว่า 145MHz   ถ้าเกิดขึ้นที่ความถี่สูงกว่าแสดงว่า sleeve balun ของเราสั้นเกินไป  ถ้าเกิดขึ้นที่ความถี่ต่ำกว่าก็แสดงว่า sleeve balun ของเรายาวเกินไป  
• ค่อยๆ เพิ่มหรือลดความยาวของ sleeve balun ให้ได้การลดทอนที่ดีที่สุดที่ความถี่ 145MHz  ระยะที่ต้องเพิ่มขึ้นจากความยาว L = ¼λ_CS เรียกว่า ΔL (เมื่อต้องเพิ่มความยาวของท่อ ΔL จะมีค่าเป็นบวก  ถ้าต้องลดความยาวของท่อ  ΔL จะมีค่าเป็นลบ) 
• ในระหว่างนั้นก็ใช้ H-field probe วัดกระแสที่ไหลด้านนอกของ sleeve ด้วย ซึ่งถ้าไม่มีกระแส RF ไหลอยู่จะต้องวัดได้เป็น 0mA (โดยวัดเทียบเคียงกับ known RF current) บันทึกไว้เป็น Ios max. (outside sleeve current max.) และ Ios max. rev. (outside sleeve current max. reversed คือเอาด้านเปิดวงจรไว้ใกล้จุดป้อนของสายอากาศ telescopic อ้างอิง) 
• ทำแบบเดิมกับท่อที่มีขนาดเส้นผ่านศูนย์กลาง (D) ต่างๆ กัน

ผลการทดสอบและวัดเชิงตัวเลข

(1) วัดสายอากาศอ้างอิงสำหรับสร้าง common mode current ตัวเปล่า
Icm max. (ต่อตรง) ~ 50 mA 

(2) สายอากาศอ้างอิง + Ugly balun ทำจาก RG58 พัน 6 รอบบนท่อ PVC ศก. 1 นิ้ว
Icm max. (Ugly balun) = 12 mA

(3) Sleeve ทำจากท่อเส้นผ่านศูนย์กลางภายใน = 8 mm
ความยาว ¼λ_CS (TEM mode) ของสายนำสัญญาณแฝงจากผิวนอกของชีลด์-ผิวในของปลอก sleeve ที่ 145MHz  L = 34.2 cm 
ลด Icm ดีที่สุดที่ 145MHz เมื่อปรับความยาวเป็น = 36 cm
(ผลเมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศ)
นั่นคือ ΔL= 1.8 cm
ผลการวัด ใช้สายอากาศอ้างอิง + sleeve balun ที่ทำจากท่อขนาด 8 mm
Icm max. = 12 mA
Icm max rev. = 15 mA
Ios max. = 35 mA
Ios max. rev. = 50 mA 

4) Sleeve ทำจากท่อเส้นผ่านศูนย์กลางภายใน = 10 mm
ความยาว ¼λ_CS (TEM mode) ของสายนำสัญญาณแฝงจากผิวนอกของชีลด์-ผิวในของปลอก sleeve ที่ 145MHz  L = 35.2 cm
ลด Icm ดีที่สุดที่ 145MHz เมื่อปรับความยาวเป็น = 42.3 cm
(ผลเมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศ)
นั่นคือ ΔL= 7.1 cm
ผลการวัด ใช้สายอากาศอ้างอิง + sleeve balun ที่ทำจากท่อขนาด 8 mm
Icm max. = 4 mA
Icm max rev. = 6.5 mA
Ios max. = 30 mA
Ios max. rev. ~ 0 mA

(5) Sleeve ทำจากท่อเส้นผ่านศูนย์กลางภายใน = 13 mm
ความยาว ¼λ_CS (TEM mode) ของสายนำสัญญาณแฝงจากผิวนอกของชีลด์-ผิวในของปลอก sleeve ที่ 145MHz  L = 36.45 cm
ลด Icm ดีที่สุดที่ 145MHz เมื่อปรับความยาวเป็น = 43.45 cm
(ผลเมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศ)
นั่นคือ ΔL= 7 cm
ผลการวัด ใช้สายอากาศอ้างอิง + sleeve balun ที่ทำจากท่อขนาด 13 mm
Icm max. = 1.7 mA
Icm max rev. = 9 mA
Ios max. = 30 mA
Ios max. rev. = ~ 0 mA 

(6) Sleeve ทำจากท่อเส้นผ่านศูนย์กลางภายใน = 19 mm
ความยาว ¼λ_CS (TEM mode) ของสายนำสัญญาณแฝงจากผิวนอกของชีลด์-ผิวในของปลอก sleeve ที่ 145MHz  L = 38.1 cm
ลด Icm ดีที่สุดที่ 145MHz เมื่อปรับความยาวเป็น = 42.6 cm
(ผลเมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศ)
นั่นคือ ΔL= 4.5 cm
ผลการวัด ใช้สายอากาศอ้างอิง + sleeve balun ที่ทำจากท่อขนาด 19 mm
Icm max. = 1mA
Icm max rev. = 6 mA
Ios max. = 22 mA
Ios max. rev. = 2 mA 

(7) Sleeve ทำจากท่อเส้นผ่านศูนย์กลางภายใน = 27.5 mm
ความยาว ¼λ_CS (TEM mode) ของสายนำสัญญาณแฝงจากผิวนอกของชีลด์-ผิวในของปลอก sleeve ที่ 145MHz  L = 45 cm
ลด Icm ดีที่สุดที่ 145MHz เมื่อปรับความยาวเป็น = 45 cm
(ผลเมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศ)
นั่นคือ ΔL= 0 cm
ผลการวัด ใช้สายอากาศอ้างอิง + sleeve balun ที่ทำจากท่อขนาด 27.5 mm
Icm max. = 0.6 mA
Icm max rev. = 3 mA  (การกลับด้านของ sleeve balun สามารถลด Icm ได้ดีด้วย)
Ios max. = 20 mA
Ios max. rev. ~ 0 mA

(8) Sleeve ทำจากท่อเส้นผ่านศูนย์กลางภายใน = 46.5 mm
ความยาว ¼λ_CS (TEM mode) ของสายนำสัญญาณแฝงจากผิวนอกของชีลด์-ผิวในของปลอก sleeve ที่ 145MHz  L = 45.8 cm 
ลด Icm ดีที่สุดที่ 145MHz เมื่อปรับความยาวเป็น = 44.7 cm
(ผลเมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศ)
นั่นคือ ΔL= -1.1 cm
ผลการวัด ใช้สายอากาศอ้างอิง + sleeve balun ที่ทำจากท่อขนาด 46.5 mm
Icm max. = 2.7 mA
Icm max rev. = 1.5 mA  (การกลับด้านของ sleeve balun สามารถลด Icm ได้ดีด้วย)
Ios max. ~ 15 mA
Ios max. rev. ~ 0 mA

โดยที่:

L = ¼λ_CS  

ΔL คือความยาวที่ต้องเพิ่มหรือลดจาก L เพื่อให้ท่อขนาด ศก. นั้นลดกระแสโหมดร่วมได้ดีที่สุดที่ความถี่ทดลอง (145MHz)

Icm max คือ ค่าสูงสุดของ common mode current ที่วัดได้ along feed line เมื่อหันด้าน shorted circuit ของ Sleeve balun เข้า antenna feed point

Icm max. rev. คือ ค่าสูงสุดของ common mode current ที่วัดได้ along feed line เมื่อหันด้าน opened circuit ของ Sleeve balun เข้า antenna feed point

Ios max. = ค่ามากที่สุดของกระแสที่ผิวด้านนอกของ sleeve (ตัวห้อย os หมายถึง outside sleeve) เมื่อหันด้านลัดวงจรของ sleeve เข้าด้าน feed point ของสายอากาศ  โดยวัดไล่ไปตามความยาวของ sleeve (เนื่องจากท่อ sleeve ใหญ่ ไม่สามารถใช้ RF current meter แบบ torroid ferrite ได้เพราะสวมไม่เข้า  เลยวัดด้วย H-field probe แบบ loop โดยเทียบเคียงกับกระแสที่วัดด้วย RF current meter แบบ slip-on ferrite บนสาย coaxial ที่มี common mode current ไหลอยู่) 

Ios max. rev. = ค่ามากที่สุดของกระแสที่ผิวด้านนอกของ sleeve เมื่อหันด้านเปิดวงจรของ sleeve เข้าด้าน feed point ของสายอากาศ  โดยวัดไล่ไปตามความยาวของ sleeve (มีข้อจำกัดเดียวกับการวัด Ios max. จึงใช้วิธีเดียวกัน)

นอกจากนั้น:

วัด Standing RF voltage ที่ผิวด้านนอก sleeve ในขณะกำลังทำงานด้วย

• ปลายด้าน open มีค่าสูงที่สุด
• ปลายด้าน short มีค่าต่ำสุด
• และ voltage ต่ำ-สูงสุดของ sleeve แต่ละขนาดสอดคล้องกับขนาด H-field ที่ผิวด้านนอก sleeve   นั่นคือท่อที่วัด H-field max.ได้มากจะมี voltage max. ที่สูงด้วย 

วัด H-field ที่ผิวด้านนอก sleeve ระหว่างทำงาน แบบ relative ออกมาเป็น I_os (mA) 
(ตัวห้อย os  หมายถึง outside sleeve)

• ปลายด้าน open มีค่าต่ำที่สุด
• ปลายด้าน short มีค่าสูงที่สุด

ข้อมูลด้านบนยังแสดงถึงการมีอยู่ของกระแสไฟฟ้าความถี่สูง (RF current) ที่เป็นคลื่นนิ่งที่อยู่รอบนอกของท่อ sleeve ด้วย    และเราสามารถสรุปข้อมูลจากการทดลองด้านบนได้ในตารางที่ 1

ตารางที่ 1 ผลการวัดกระแสโหมดร่วม
เมื่อใช้ sleeve ที่ได้รับการปรับแต่งความ

ยาวให้ถูกต้อง  จะเห็นชัดเจนว่าในกรณี
ที่ดีที่สุดสามารถลดกระแส Icm ได้จาก

50mA เหลือเพียง 0.6mA และดีกว่า

Ugly balunที่ใช้เปรียบเทียบมาก 

(Note: D/λ ในตารางหมายถึง D/λ_air)

หลังจากเราปรับความยาวของท่อ sleeve เพื่อให้สามารถลดกระแสโหมดร่วมที่ความถี่ทดลอง (145MHz) ได้ดีที่สุดที่ท่อขนาดเส้นผ่านศูนย์กลางต่างๆ คือมีความยาวเป็น ¼λ_eff แล้ว การหันด้านลัดวงจรหรือเปิดวงจรเข้าใกล้จุดป้อนของสายอากาศจะเห็นกระแสที่ด้านนอกของท่อ sleeve ต่างกันคือ: 

• รูป 6 (a) เมื่อเราหันปลายด้านลัดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ กระแสโหมดร่วมจากสายอากาศจะไหลที่ด้านนอก (และน่าจะด้านในของ sleeve ด้วย) จากผลการแปลงอิมพิแดนซ์ของ quarter-wave transmission line จากด้านปลายเปิด และมีจุดต่อร่วมระหว่างผิวด้านในและด้านนอกของ sleeve ที่ขอบบนของท่อ sleeve ทำให้กระแสโหมดร่วมถูกดึงออกจากผิวด้านนอกของสายนำสัญญาณเกือบทั้งหมด (และมีความเป็นไปได้สูงมากที่กระแส RF Ios ที่มีขนาดมากนี้จะออกอากาศด้วย)   
• ส่วนในรูป 6 (b) เมื่อเราหันด้านเปิดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศจะเห็นกระแสไฟฟ้าความถี่สูง (RF current) ที่ด้านนอกของปลอกโลหะ (และน่าจะด้านในด้วย) น้อยมากจากผลการแปลงอิมพิแดนซ์ของ quarter-wave transmission line จากด้านปลายปิด ทำให้กระแสโหมดร่วมที่จะไหลที่ผิวชีลด์ของสายนำสัญญาณถูกหยุดเอาไว้ 

รูปที่ 6 เมื่อท่อ Sleeve ถูกหันคนละด้าน
เข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ กระแส
Ios ที่เริ่มต้นไหลที่ผิวด้านนอกจะ
ต่างกัน (ตามขนาดวามยาวของลูกศร
สีชมพู) สอดคล้องกับผลการวัดจริง
แต่ผลสุดท้ายที่เกิดขึ้นบนสาย
นำสัญญาณที่ต่อไปยังเครื่องวิทยุ
เหมือนกันคือมีกระแสโหมดร่วม (Icm)

ไหลที่ผิวนอกของชีลด์ต่ำลงมาก

ข้อสังเกตจากการทดสอบ

1. พบการไหลของกระแส RF (เป็นคลื่นนิ่ง) อยู่ที่ผิวด้านนอกของ sleeve ด้วย  สมมติฐานที่บอกว่าคลื่นวิ่งเฉพาะด้านใน sleeve ทั้งหมดจึงไม่ถูกต้อง (อย่างน้อยก็ในท่อขนาดที่ไม่ให้ผลดีที่สุด)  นอกจากนั้นการหันด้านลัดวงจรของ sleeve balun เข้าหรือออกจากจุดป้อนยังอาจจะทำให้ผิวนอกของท่อแพร่กระจายคลื่นด้วย (เป็นส่วนหนึ่งของสายอากาศ) ทำให้ผลรวมการแพร่กรจายคลื่นเปลี่ยนไปด้วย

2. ความยาวของ sleeve ที่ถูกต้องที่ทำให้ได้การลดทอนกระแส Icm ดีที่สุดที่แต่ละขนาดท่อเป็นผลร่วมกัน ของคลื่นที่วิ่งด้านใน sleeve (parasitic transmission line)  (ซึ่งเคลื่อนที่ช้า) และด้านนอกของ sleeve (ซึ่งเคลื่อนที่เร็วกว่า) แสดงได้ด้วย ¼λ_eff ( = ¼λ_CS + ΔL ) ในรูปที่ 6     โดยความยาวที่ถูกต้องของท่อขนาดนั้นๆ ให้ผลดีทั้งเมื่อนำด้านลัดวงจรหรือเปิดวงจรอยู่ใกล้จุดป้อนของสายอากาศแม้จะไม่เท่ากันก็ตาม 

3. สัดส่วนของคลื่นที่วิ่งด้านในและด้านนอกของท่อขึ้นกับขนาดของท่อ (ที่ความถี่คงที่หนึ่ง)  ท่อขนาดเล็กมากจะมีคลื่นด้านนอกมาก (คาดว่าเป็นผลจากหลายอย่างรวมทั้ง capacitive coupling, end effect) และยังขึ้นกับทิศทางการหันของท่อว่าด้านลัดหรือเปิดวงจรหันเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ (ซึ่งเป็นจุดกำเนิดกระแสโหมดร่วม) 

4. การคำนวณความยาวของ sleeve ด้วย ¼λ ในอากาศ, ด้วย ¼λ ในสายนำสัญญาณ (คำนึงเพียงผลของ velocity factor ของสายนำสัญญาณ), การใช้ความยาว sleeve โดยไม่นำขนาดของท่อมาพิจารณา  และคาดหวังว่าจะใช้งานได้ทันทีนั้น ไม่ถูกต้อง

5. จากผลการทดลอง จะเห็นว่าความสามารถในการทำงานของ sleeve balun ไม่ได้เป็น reciprocal อย่างแท้จริง (ดูข้อ 6 เพิ่ม) ซึ่งอธิบายได้ว่าเพราะลักษณะทางกายภาพต่างกัน กลไกที่การหันแต่ละด้านเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศและลดกระแสโหมดร่วมก็ต่างกัน ทำให้กระแสด้านนอกของท่อไม่เท่ากัน จึงเป็นไปได้ยากที่การทำงานจริงจะเป็นแบบสลับทิศทางได้อย่างสมบูรณ์ 

6. ในการทดลองนี้ การลดกระแสโหมดร่วมทำได้ดีมากเมื่อหันด้านลัดวงจรของ sleeve balun เข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ และเห็นว่าความยาวที่ลดกระแสโหมดร่วมได้ดีมีแนวโน้มเข้าหา ¼λ_air เมื่อขนาดของท่อไม่เล็กเกินไป  อย่างไรก็ตามเมื่อหันด้านเปิดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ ความยาวท่อที่ให้ผลดีที่สุดจะต่างกันไปได้มาก โดยเฉพาะเมื่อไกลจากเงื่อนไขที่ให้ผลดีที่สุด (optimum design region)

7. เมื่อปรับแต่งได้เหมาะสม sleeve balun มีความสามารถในการลดกระแสโหมดร่วมได้ดีมาก และดีกว่า ugly balun ที่ใช้อ้างอิงมาก เห็นความเป็น reciprocal มาก (เมื่อขนาดและความยาวของท่ออยู่ในช่วงที่ดีที่สุด การลดกระแสโหมดร่วมทำได้ดีทั้งการหันด้านลัดหรือเปิดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศ) และมีการสูญเสียในสายนำสัญญาณที่ใช้น้อยกว่า ugly balun มาก

ขนาดท่อต่างกัน (D/λ ต่างกัน) เกิดพฤติกรรมต่างกัน

ถ้าย้อนไปดู ตารางที่ 1 จะเห็นว่าเมื่อเราใช้ท่อขนาดต่างกันเพื่อทำ sleeve balun ผลที่ได้มีความแตกต่างกันมาก ท่อที่เล็กเกินไปนอกจากไม่ค่อยได้ผลในการลดกระแสโหมดร่วมแล้วยังดูเหมือนถูกรบกวนจากปรากฏการณ์อื่น (เช่น capacitive coupling) ในขณะที่ท่อใหญ่เกินไปก็ได้ผลลดลง   เราอาจแบ่งพฤติกรรมที่เกิดขึ้นตามขนาดท่อได้เป็น 3 ขนาดคือ:

เมื่อท่อมีขนาดเล็ก (เช่น 8-13mm หรือ D/λ เป็น 0.004-0.006)

• ต้องเพิ่มความยาว ΔL เล็กน้อยแต่ ไวต่อความยาวมาก
• Ios สูง → คลื่นรั่วออกนอก sleeve
• เพราะท่อเล็ก อยู่ใกล้โลหะชีลด์มาก จะเกิดการ coupling กระแสกลับไปมาได้ง่าย
• Icm suppression ไม่ดี (≈ ugly balun)
• Bandwidth แคบ

คลื่นจะกระจายออกมาด้านนอกของท่อมาก รวมทั้งอาจเป็นผลจากการเชื่อมต่อทางความจุไฟฟ้า (capacitive coupling) และ/หรือ อาจจะมี end effect   ผลที่ได้ไม่ดีนัก รวมทั้งการหาความยาวที่ได้ผลดีที่สุดที่ความถี่ที่ต้องการใช้งานทำได้ยาก (bandwidth แคบ) แนะนำให้หลีกเลี่ยง 

ท่อขนาดกลาง (เช่น 19-28mm หรือ D/λ เป็น 0.009-0.014)

• เริ่มให้ผลลดกระแสโหมดร่วมดี
• ΔL น้อยลง นั่นคือความถี่ที่ Icm ถูกลดได้ดีที่สุดเริ่มมี ¼λ ใกล้เคียงกับความยาวของ sleeve 
• Ios max มีค่าต่ำ 
• คลื่นและกระแส RF เข้าทำงานด้านในของ sleeve มากขึ้น (เริ่ม dominate)
• Icm ลดลงชัดเจน (จาก 12 mA → ต่ำกว่า 1 mA)

เป็นจุดที่คลื่นส่วนใหญ่วิ่งอยู่ในสายนำสัญญาณแฝงใน sleeve Balan  ซึ่ง ณ จุดนั้นจะเห็นได้ว่าความยาวของท่อที่ใช้ก็คือความยาว ¼λ_CS ของสายนำสัญญาณแฝงนั่นเอง  

จุดที่ให้ผลลดกระแสโหมดร่วมได้ดีที่สุด  (sweet spot): ΔL=0 และลดกระแสโหมดร่วมได้ที่ความถี่ที่ออกแบบพอดี (สายนำสัญญาณแฝงในท่อมีความยาวเป็น ¼λ_CS ของความถี่ที่ออกแบบ)  ก็อยู่ในย่านของท่อขนาดปานกลางนี้

ท่อขนาดใหญ่ (เช่น ใหญ่กว่า 45mm หรือ D/λ มากกว่า 0.022)

• เมื่อยาว ¼λ_CS ความถี่ที่ลดกระแสโหมดร่วม (Icm) ดีที่สุดไม่ได้อยู่ที่ 145 MHz แต่เกิดที่ความถี่ต่ำกว่า คือลดกระแสโหมดร่วมได้ดีที่ความถี่ต่ำกว่าปกติ 
• Bandwidth กว้างขึ้น แต่ Icm กลับเพิ่ม
• Ios ลดลงมาก แสดงถึงคลื่นที่เข้าไปเดินทางใน sleeve เกือบทั้งหมด
• พฤติกรรมคลื่นเริ่มผิดไปจากคลื่น TEM สมบูรณ์แบบ 
• ถ้าต้องการให้สามารถลดกระแสโหมดร่วมได้ดีที่ความถี่ 145MHz ต้องลดความยาวของท่อลง (ΔL มีความเป็นลบ) 

ดูเหมือนว่าการใช้ท่อขนาดใหญ่เกินไปทำให้คลื่นที่อยู่ในส่วนของสายนำสัญญาณแฝงในท่อจะเริ่มขาดระเบียบ ทำให้ความยาว effective ผิดปกติ จึงควรหลีกเลี่ยง นอกจากนั้นท่อใหญ่เกินไปจะเกะกะแล้วยังเปลืองด้วย 

รูปที่ 7 - 9 แสดงให้เห็นชัดเจนว่าทั้งขนาด (เส้นผ่านศูนย์กลาง) และความยาวของของท่อที่ใช้ทำ sleeve balun มีความสำคัญและสัมพันธ์กัน  เมื่อหันด้านลัดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศและท่อมีขนาดพอดี sleeve balun จะลดกระแสโหมดร่วม Icmได้ดีที่สุดที่ความยาว ¼λ_CS  เลยโดยไม่ต้องชดเชยความยาวใดๆ  และเมื่อหันด้านเปิดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศการปรับลดความยาวท่อลงจาก ¼λ_CS ก็อาจลดกระแสโหมดร่วม Icm rev. ได้ดีขึ้นอีก

รูปที่ 7 แสดงกระแส Icm ที่วัดได้กับ
ขนาดเส้นผ่านศูนย์กลางของท่อ
ที่ใช้เมื่อเทียบกับความยาวคลื่นใน
อากาศ (λ ในแกนนอนคือ λ_air) จะเห็น
ว่ามีจุดที่ดีที่สุดชัดเจน นั่นคือต้องใช้ท่อ
ขนาด ศก. พอดี ไม่เล็กหรือใหญ่เกินไป

รูปที่ 8 แสดงกระแส Icm rev. ที่วัดได้กับ
ขนาดเส้นผ่านศูนย์กลางของท่อ
ที่ใช้เมื่อเทียบกับความยาวคลื่นใน
อากาศ (λ ในแกนนอนคือ λ_air) จะเห็น
ว่ามีจุดที่ดีที่สุดชัดเจน นั่นคือต้องใช้ท่อ
ขนาด ศก. พอดี ไม่เล็กหรือใหญ่เกินไป

รูปที่ 9 ระยะชดเชยความยาวท่อ (ΔL)

เพื่อให้ sleeve balun ที่สร้างขึ้นลด
กระแสโหมดร่วมได้ดีที่สุดที่ความถี่
ทดสอบ (145MHz)  จะเห็นว่าเมื่อ
ขนาด D/λ = 0.0133 ไม่ต้องชดเชย

ความยาวจาก ¼λ_CS นั่นคือ ΔL = 0

ขั้นตอนการออกแบบเพื่อการใช้งาน

จากทั้งหมดที่ผ่านมา จะเห็นว่าเราไม่สามารถคำนวณและสร้าง sleeve balun แล้วใช้งานได้โดยตรง ต้องมีการทดลองเพื่อปรับแต่งด้วย แต่ความรู้ที่ได้มาจากงานวิจัยนี้ทำให้เราเข้าใจการทำงานของ sleeve balun และพฤติกรรมของคลื่นและวงจรไฟฟ้าที่เกิดขึ้น  เราจึงสามารถสร้างแนวทางในการออกแบบว่าจะต้องทำอย่างไรและมีหลักการอย่างไรชัดเจนขึ้นมาก  แนวทางด้านล่างนี้สามารถใช้ได้กับความถี่อื่นๆ นอกเหนือจาก 145MHz ด้วย

1. เริ่มต้นด้วย
1.1 เลือกว่าจะให้ด้านลัดหรือเปิดวงจรอยูใกล้จุดป้อนของสายอากาศ และใช้ลักษณะนั้นตลอดการทดลอง (ต้องไม่ลืมว่า ถ้าเลือกให้ด้านลัดวงจรอยู่ใกล้สายอากาศ ตัว sleeve balun อาจจะมีส่วนออกอากาศด้วย)
1.2 เลือกท่อขนาดใหญ่ (เช่น D/λ ≈ 0.02) 
1.3 สร้าง sleeve balun ที่มีความยาว ¼λ_CS สำหรับคลื่นในโหมด TEM ของสายนำสัญญาณแฝง (secondary / parasitic transmission line ในรูปที่ 2) และใช้ Vector Network Analyzer วัดว่า sleeve มีความยาวเป็น ¼λ_CS จริง ความยาวนี้เรียกว่าความยาว L สำหรับท่อขนาดนั้น (ดูรูปที่ 4) 

คำแนะนำ: ถ้าท่อเล็กมากความยาวของ sleeve เพื่อให้ได้  ¼λ_CS จะสั้น ถ้าท่อใหญ่ขึ้น ความยาวของ sleeve จะเข้าใกล้ ¼λ_air หรือ ¼ ของความยาวคลื่นในอากาศ  ตามแนวโน้มในรูปที่ 3 

2. ถ้าท่อใหญ่เกินไปจะเห็นการ "ผิดไปทางด้านท่อยาวเกินไป" คือความถี่ที่ทำให้ลดกระแส Icm ดีที่สุดจะเกิดที่ความถี่ต่ำกว่าความถี่ที่คำนวณความยาวของ sleeve (¼λ_CS) ไว้ และความสามารถในการลด Icm จะไม่ดีที่สุด

3. ค่อยๆ ลดขนาดของท่อลงโดยทำซ้ำขั้นตอนที่ 1.2-1.3   จนเมื่อถึงขนาดท่อที่ให้การลดกระแสโหมดร่วมเกิดที่ความถี่กลาง จุดนั้นน่าจะเป็นจุดที่ให้ผลที่ดีที่สุด (sweet spot - optimum design region) (จุดที่ดีที่สุดจริงๆ อาจจะหาไม่ได้ในทางปฏิบัติ เพราะเราคงไม่สามารถใช้ท่อเส้นผ่านศูนย์กลางต่อเนื่องมาใช้ได้ (นอกจากม้วนขึ้นมาเอง) 

4. จนเมื่อท่อที่ใช้เล็กเกินไป ความถี่ที่สามารถลดกระแส Icm ได้ดีที่สุดจะเกิดที่ความถี่สูงกว่าความถี่ที่คำนวณความยาวของ sleeve (¼λ_CS) ไว้  เราจะรู้แล้วว่าเราลดขนาดท่อมากเกินไป 

สรุป

งานวิจัยนี้ชี้ให้เห็นว่า

1. Sleeve balun ไม่ได้เป็นเพียง quarter-wave tube ธรรมดา 
2. การหันด้านลัดวงจรเข้าหาจุดป้อน อาจะทำให้ผิว sleeve ด้านนอกมีกระแส RF ไหล และทำตัวเป็นส่วนหนึ่งของสายอากาศด้วย  ก่อนการปรับแต่งหาขนาดท่อและความยาวจึงต้องเลือกก่อนว่าจะให้จุดลัดวงจรหรือเปิดวงจรอยู่ใกล้จุดป้อนของสายอากาศ
3. กลไกในการลดกระแสโหมดร่วมซับซ้อน มีคลื่นเคลื่อนที่ในส่วนต่างๆ รอบๆ Sleeve 
4. มีรูปแบบของความผิดพลาด (failure modes) หลายลักษณะที่จะทำให้ได้ผลการลดกระแสโหมดร่วมทำได้ไม่ดี ทั้งเมื่อท่อมีขนาดเล็กเกินไปและใหญ่เกินไป
5. มีพฤติกรรมต่างกันไปเมื่อสร้างด้วยท่อ (sleeve) ขนาดต่างกัน (regime behavior) ตาม D/λ 
6. มีช่วงการออกแบบที่ทำให้เกิดผลดีที่สุด (optimum design region) 
7. ไม่ได้เป็นอุปกรณ์ reciprocal โดยสมบูรณ์   แต่ถือว่าใกล้เคียงเมื่อปรับแต่งจนอยู่ในช่วงที่ให้ผลดีที่สุด (optimum design region) 
8. จากข้อ 6 และ 7 เราจึงออกแบบ sleeve balun ที่ให้ผลดีที่สุดเมื่อหันด้านเปิดวงจรเข้าหาจุดป้อนของสายอากาศได้ด้วยแนวทางเดียวกันและ/หรือด้วยผลเดียวกัน 

---

© Jitrayut Chunnabhata, 2026.

This article is an original research work developed independently by the author, including its concepts, analyses, and theoretical framework. All rights to the content are reserved by the author. The ideas, content, and results presented here may be used for study, reference, or further research provided that proper credit is given to the author and the original source is clearly cited in all cases. Any reproduction, adaptation, or presentation of this work, in whole or in part, as one’s own without appropriate attribution—whether directly or indirectly—constitutes academic plagiarism and a clear violation of copyright.

© 2026 จิตรยุทธ จุณณะภาต สงวนลิขสิทธิ

บทความนี้เป็นงานวิจัยต้นฉบับที่ผู้เขียนพัฒนาขึ้นด้วยตนเอง ทั้งในเชิงแนวคิด การวิเคราะห์ และกรอบทางทฤษฎี ลิขสิทธิ์ของเนื้อหาทั้งหมดสงวนไว้โดยผู้เขียน  อนุญาตให้นำเนื้อหา แนวคิด หรือผลการวิเคราะห์ไปใช้เพื่อการศึกษา การอ้างอิง หรือการวิจัยต่อยอดได้ โดยต้องระบุชื่อผู้เขียนและแหล่งที่มาอย่างชัดเจน ทุกครั้ง    การคัดลอก ดัดแปลง หรือนำเนื้อหาทั้งหมดหรือบางส่วนไปนำเสนอเป็นผลงานของตนเอง โดยไม่ให้เครดิตผู้เขียน ไม่ว่าทางตรงหรือทางอ้อม ถือเป็นการ ลอกเลียนงานวิชาการ (plagiarism) และเป็นการละเมิดลิขสิทธิ์อย่างชัดเจน

อีกมุมมองของ 1:1 Coaxial Voltage Balun

A Transmission-Line Interpretation of 1:1 Coaxial Balun

โดย จิตรยุทธ จุณณะภาต / Jitrayut Chunnabhata (HS0DJU)
หมายเหตุ: บทความนี้สงวนลิขสิทธิ์โดยผู้เขียน (โปรดดูรายละเอียดด้านล่างสุด)

---

อุปกรณ์หนึ่งที่เป็นส่วนสำคัญในระบบสายอากาศก็คือบาลัน (balun - อุปกรณ์ที่ต่อเชื่อมระบบ balanced และ unbalanced เข้าด้วยกัน) เราเคยพูดถึงเรื่องของบาลันอย่างละเอียดมาแล้ว (ดูเรื่อง ทำบาลันไว้ใช้กันดีกว่า) ทำให้เพื่อนๆ รู้ว่ามันแบ่งเป็น voltage และ current balun ซึ่งสองอย่างนี้มีวัตถุประสงค์ต่างกันและใช้แทนกันไม่ได้ (ไม่ fully compatible)

โดยพื้นฐานแล้ว voltage balun มีหน้าที่ทำให้ศักย์ไฟฟ้าที่ป้อนให้กับขั้วทั้งสองของสายอากาศตรงกันข้ามกันสลับไปมา จึงมีลักษณะเป็น balanced mode อย่างแท้จริง (ทำให้ใน "บางกรณี" มันพอจะป้องกันการเกิดกระแสโหมดร่วมหรือ common mode current หรือ Icm ได้ แต่หลายกรณีก็ไม่ได้)  ในขณะที่ current balun มีหน้าที่โดยตรงคือหยุดกระแสโหมดร่วมที่อาจจะไหลที่ผิวด้านนอกของสายนำสัญญาณ 

โดยทั่วไปแล้วบาลันถูกมองเป็นอุปกรณ์ที่ทำหน้าที่แปลงอิมพิแดนซ์ และ/หรือ ลดกระแสโหมดร่วม สองหน้าที่ตามชื่อที่ถูกเรียกกัน อย่างไรก็ตามด้วยคุณสมบัติของสายนำสัญญาณและการต่อวงจรของบาลันบางอย่างทำให้มีพฤติกรรมอื่นที่ตามมาโดยชื่อของมันมักไม่ได้บอกเอาไว้และมักไม่มีใครพูดถึง ทำให้ความสามารถที่ซ่อนอยู่ของบาลันบางอย่างคือการแปลงอิมพิแดนซ์ไม่ได้ถูกสนใจนัก 

ในบทความวิจัยนี้เราจะพูดเฉพาะเจาะจงถึง 1:1 coaxial voltage balun ที่ทำจากสายนำสัญญาณแบบ coaxial เพราะเป็นที่แพร่หลายและใช้กันมาก แต่ผู้ใช้จำนวนมากไม่เคยวิเคราะห์และเห็นคุณสมบัติของมันในมุมมองที่แตกต่างออกไป และทำให้เห็นถึงพฤติกรรมที่ไม่ค่อยได้ถูกกล่าวถึงในคำอธิบายทั่วไป 

การทำงานของ 1:1 Coaxial Voltage Balun

ก่อนอื่นมาทบทวนหลักการทำงานของบาลันแบบนี้กันก่อน  จากวงจรของมันเมื่อเราป้อนสัญญาณแบบ unbalanced จากขั้วเครื่องวิทยุที่ต่อกับสาย coaxial  สายนำสัญญาณที่ยาวต่างกัน ½λ จะทำให้เฟสของโวลเตจที่ปรากฏที่ขั้วทั้งสองของสายอากาศเร็วช้ากว่ากันอยู่ 180° หรือก็คือ “กลับขั้วกันและกัน” กันอยู่ตลอดเวลา

การ “กลับขั้ว” นี้เทียบกับจุดอ้างอิงเสมือน virtual ground ทำให้เราสามารถเขียนวงจรของบาลันนี้ได้เป็นตามรูปที่ 1a

รูปที่ 1a วงจรแสดงการทำงานของ

1:1 Coaxial Voltage Balun  เรามอง
โหลด Z_L แยกออกเป็น Z_L/2 กับ Z_L/2
ต่ออนุกรมกันอยู่ที่ Virtual Ground

จากนั้นแต่ละ Z_L/2 ถูกแปลงอิมพิแดนซ์
ด้วยสายนำสัญญาณที่ยาว ¼λ และ ¾λ 

จากรูปที่ 1a จะเห็นว่าแต่ละเส้นของสายนำสัญญาณทำหน้าที่เป็น quarter-wavelength transformer ไปด้วย และทำการแปลงอิมพิแดนซ์  Z_L/2 และ Z_L/2 ที่ปลายของสายนำสัญญาณแต่ละเส้นของ balun ไปเป็นค่าอื่น

จากสมการการแปลงอิมพิแดนซ์ของสายนำสัญญาณที่ยาวลง ¼λ   อิมพิแดนซ์ Z_L/2 และ Z_L/2 จะถูกแปลงดังนี้: 

Z₁ = (Z₀)² / (Z_L/2)  ------①

Z₂ = (Z₀)² / (Z_L/2)  ------②

โดยที่

Z₀ = ความต้านทานเฉพาะตัวของสายนำสัญญาณที่ใช้ทำ balun นี้ 

ปกติแล้วในการสร้างและใช้งาน Coaxial balun แบบ 1:1 นี้ เรามักให้อิมพิแดนซของโหลด Z_L มีค่าเท่ากับอิมพิแดนซ์เฉพาะตัวของสายนำสัญญาณ Z₀  เช่นเป็น 50Ω ทั้งคู่ นั่นคือ 

Z₀ = Z_L  -----③

แทนสมการ ③ ลงใน ① และ ②  จะได้

Z₁ = 2 Z_L 

Z₂ = 2 Z_L   

ดังนั้นเมื่อเรานำปลายอีกข้างหนึ่งของสายนำสัญญาณขนานเข้าด้วยกัน 

Z_in =  Z₁//Z_2­ = Z_L 

นั่นคืออิมพิแดนซ์ที่มองเห็นที่ด้าน unbalanced จะเท่ากับ Z_L ที่เราต่อเข้าที่ด้าน balanced 
โดย // หมายถึงต่อขนานกัน 

ลักษณะของสัญญาณไฟฟ้าที่สองด้านของ 1:1 coaxial voltage balun แสดงได้ในรูปที่ 1b ซึ่งบาลันที่เรากำลังพูดถึงนี้ทำหน้าที่เปลี่ยนลักษณะสัญญาณจาก balanced ไปเป็น unbalanced (และกลับกันก็ได้) นั่นเอง

รูปที่ 1b แสดงลักษณะของสัญญาณ
แบบ unbalanced (ซ้าย) ซึ่งเป็นลักษณะ

ของสัญญาณในสายนำสัญญาณแบบ 

coaxial และแบบ balanced (ขวา) ซึ่งเป็น
ลักษณะของสัญญาณในสาย

นำสัญญาณแบบ twin-lead

เราเห็นอะไรบ้าง 

จะเห็นว่าการทำงานของ balun ชนิดนี้อยู่บนความพอดีของหลายองค์ประกอบ สิ่งแรกก็คือความยาวของสายนำสัญญาณทั้งสองเส้นที่ประกอบกันเป็น balun ที่จะต้องยาวต่างกัน ½λ  แล้วอีกข้อที่เห็นคือโหลด Z_L มีค่าเท่ากับความต้านทานเฉพาะตัว (Z₀) ของสายนำสัญญาณที่นำมาใช้สร้างมัน  แต่สิ่งเหล่านี้  “จำเป็น” กับการทำงานที่ถูกต้องของมันหรือไม่ เรามาลองดูกันในกรณีต่างๆ ตามด้านล่างนี้ 

เมื่อ 

Z₀ = 50Ω และ 

Z_L = 25Ω, 50Ω, 70Ω, 100Ω 

จะเห็นว่าที่ปลายอีกด้านหนึ่งจะเห็นอิมพิแดนซ์ 

Z_in = 100Ω, 50Ω, 35Ω, 25Ω ตามลำดับ  ดูรูปที่ 2-5

 

รูปที่ 2

รูปที่ 3 เมื่ออิมพิแดนซ์ของโหลด 
(Z_L) เท่ากับอิมพิแดนซ์ของสาย

นำสัญญาณที่ใช้สร้างบาลัน (Z₀)

จะไม่เกิดการแปลงอิมพิแดนซ์
ปลายอีกด้านจะเห็น Z_in = Z_L = 50Ω

รูปที่ 4

รูปที่ 5

และเมื่อ

Z₀ = 75Ω และ 

Z_L = 50Ω, 75Ω, 100Ω 

จะเห็นว่าที่ปลายอีกด้านหนึ่งจะเห็นอิมพิแดนซ์

Z_in = 112.5Ω, 75Ω, 56.25Ω ตามลำดับ  ดูรูปที่ 6-8

รูปที่ 6

รูปที่ 7 เมื่ออิมพิแดนซ์ของโหลด 

(Z_L) เท่ากับอิมพิแดนซ์ของสาย

นำสัญญาณที่ใช้สร้างบาลัน (Z₀)

จะไม่เกิดการแปลงอิมพิแดนซ์
ปลายอีกด้านจะเห็น Z_in = Z_L = 75Ω

รูปที่ 8

¼λ-Transmission Line Transformer

จะเห็นชัดเจนว่าบาลันชนิดนี้ทำตัวเหมือนสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว Z₀ เท่ากับสายนำสัญญาณที่ใช้สร้างบาลันนี้และยาว ¼λ   ไปด้วย  นั่นคือถ้าอิมพิแดนซ์ของโหลด Z_L มีค่าไม่เท่ากับ Z₀ จะเกิดการแปลงอิมพิแดนซ์ตามลักษณะของสายนำสัญญาณที่ยาว ¼λ หรือ: 

Z_in = (Z₀)² / Z_L  ------④  ตามรูปที่ 9

รูปที่ 9 ถ้าไม่นับความสามารถในการ
สร้างลักษณะสัญญาณแบบ balanced
จากสัญญาณแบบ unbalanced แล้ว
Voltage coaxial balun แบบ 1:1 นี้จะ
ประพฤติตัวเหมือนสายนำสัญญาณที่มี
อิมพิแดนซ์เฉพาะตัว Z₀ ยาว ¼λ ซึ่ง

มีคุณสมบัติในการแปลงอิมพิแดนซ์
ตามสมการ ④ ไปด้วยในเวลาเดียวกัน

สิ่งที่ตามมาคือข้อควรระวัง

หากบาลันแบบนี้ถูกสร้างด้วยสายนำสัญญาณขนาด Z₀ ค่าหนึ่ง  ผู้ใช้ไม่สามารถต่อโหลดอิมพิแดนซ์  Z_L ใดๆ ก็ได้แล้วหวังให้ได้ Z_in = Z_L เสมอ    โดย Z_L ต้องมีค่าเท่ากับ Z₀ เท่านั้นจึงทำให้ Z_in = Z_L   นั่นคือผู้ใช้ต้องสร้างบาลันชนิดนี้ด้วยสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว  (Z₀) เท่ากับอิมพิแดนซ์ของโหลด (Z_L) ด้วยนั่นเอง

ชื่อเรียกของมันที่เราเห็นเป็นอย่างแรกคือ 1:1 นั้นจะทำให้เราคิดไปว่าถ้าทำ balun ชนิดนี้ด้วยสายนำสัญญาณที่มี (เช่น 50 Ω) แล้ว เราสามารถเอามันไปต่อกับโหลด Z_L ค่าเท่าไรก็ได้แล้วจะได้ Z_in = Z_L ตลอดซึ่งไม่ถูกต้อง  

ดังนั้นที่จริงแล้วเราควรเรียก balun แบบนี้ว่า Z₀:Z₀  coaxial voltage balun  ด้วยซ้ำไป (ถึงใครไม่เรียก เราเข้าใจของเราในใจแบบนี้ก็น่าจะเป็นประโยชน์กับ เอาไว้เตือนตัวเองได้ว่าอิมพิแดนซ์ของสายนำสัญญาณแบบ coaxial ที่ใช้สร้างบาลันแบบนี้มีผลมากนะ) 

ผลการทดสอบวัดจริง

ผู้เขียนสร้าง 1:1 Coaxial voltage balun สำหรับความถี่ 145MHz ด้วยสายนำสัญญาณ RG58 ซึ่งเส้นที่อยู่ในมือนั้นทดสอบแล้วพบว่ามีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว (Z₀) ประมาณ 54Ω (ไม่ใช่ 50Ω เสียอย่างนั้นแหละ แต่ก็ดีที่มีโอกาสได้ทดสอบให้เห็นผลจากความผิดสเป็คนี้เสียเลย) จากนั้นทดลอง ลัดวงจร, เปิดวงจร, และต่อโหลดมาตรฐานขนาด 50Ω ที่ด้าน balanced ตามลำดับ  เมื่อวัดอิมพิแดนซ์ที่ด้าน unbalanced ได้ผลตามในตารางที่ 1 

ตารางที่ 1 ผลการวัดอิมพิแดนซ์ด้าน

unbalanced (Z_in) เมื่อต่อด้าน balanced

ด้วยความต้านทาน (Z_L) ต่างๆ เมื่อ Z₀ ≈ 54Ω

จะเห็นพฤติกรรมของความเป็น ¼λ transmission line (Z₀=54Ω) transformer อย่างชัดเจน โดยเฉพาะบรรทัดล่างสุดที่เมื่อต่อโหลด 50Ω เข้าที่ด้าน balanced กลับมองเห็นอิมพิแดนซ์ด้าน unbalanced (Z_in) ไม่ใช่ 50Ω เพราะจากสมการ ④ 

Z_in = (Z₀)² / Z_L  ------④
Z_in = (54Ω)² / 50Ω ≈ 58.1Ω 

ซึ่งมีค่าใกล้เคียงมากกับที่วัดได้ตามรูปที่ 10 คือ 58.1+j2.66Ω  (ส่วน +j2.66Ω เป็นผลของความยาวของสายนำสัญญาณที่ใช้วัด และมีค่าน้อยมาก)  นั่นคือโหลด 50Ω ที่ต่อไว้ที่ด้าน balanced ไม่ได้สะท้อนไปเป็น 50Ω ที่ด้าน unbalanced ด้วย (แต่สะท้อนไปเป็นประมาณ 58.1Ω)  ทำให้เห็นชัดเจนว่าถ้าจะให้ 1:1 coaxial voltage balun ทำงานได้อย่างต้องการจริงๆ เราจะต้องระวังเรื่องอิมพิแดนซ์ของทุกอย่างให้ถูกต้อง  ความผิดเพี้ยนของ Z₀ ของสายนำสัญญาณที่เราหาซื้อจากตลาดแล้วนำมาสร้าง balun นี้เป็นปัจจัยสำคัญมากที่ส่งผลต่อการทำงานของมัน

รูปที่ 10 ผลการวัดอิมพิแดนซ์ด้าน unbalanced
ด้วย NanoVNA เมื่อต่อโหลดค่า 50Ω เข้าที่

ด้าน balanced ของ 1:1 coaxial voltage balun
ที่ทำจากสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์ 54Ω 

ซึ่ง ในบรรทัดล่างสุดของตารางที่ 1 นั้น ถ้าเราสร้างบาลันนี้จากสายนำสัญญาณ 50Ω จริงๆ และต่อโหลด Z_L = 50Ω เข้าที่ด้าน balanced ของมัน ก็จะได้อิมพิแดนซ์ด้าน unbalanced  Z_in = 50Ω 

การนำไปใช้งาน 

จากผลการศึกษานำไปสู่ความเป็นไปได้ในการออกแบบ ถ้าเราเลือกสายนำสัญญาณที่นำมาทำบาลันชนิดนี้ให้มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัวได้ถูกต้อง มันก็สามารถทำตัวเป็นอุปกรณ์ช่วยแมทช์/ปรับอิมพิแดนซ์ได้พร้อมๆ กับปรับรูปแบบโวลเตจของสัญญาณจาก unbalanced เป็น balanced ไปด้วยในเวลาเดียวกัน ทำให้เรามีทางเลือกในการออกแบบได้มากขึ้น เช่น

1. เราอาจใช้บาลันนี้ที่ สร้างจากสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว 50Ω ต่อกับสายอากาศที่มีอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อน 50Ω ด้วย  จะไม่เกิดการแปลงอิมพิแดนซ์ใดๆ

2. เราอาจใช้บาลันนี้ที่ สร้างจากสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว 75Ω ต่อกับสายอากาศที่มีอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อน 100Ω  จะเกิดการแปลงอิมพิแดนซ์ขึ้น

     Z_in = (Z₀)² / Z_L 

     Z_in = (75Ω)² / 100Ω 

     Z_in = 56.25Ω 

นั่นคือเราจะได้ Voltage Balun ที่อาจจะมีความสามารถในการแปลงอิมพิแดนซ์แบบ ¼λ-Transmission Line Transformer ด้วยในเวลาเดียวกัน 

สรุป

• ต้องไม่ลืมว่า 1:1 coaxial voltage balun  แบบนี้ทำงานเฉพาะที่ความถี่หนึ่งเท่านั้น เพราะความยาวแต่ละส่วนของมัน (¼λ และ ¾λ) ขึ้นกับความถี่  นั่นคือ bandwidth แคบ 
• 1:1 coaxial voltage balun แบบนี้ไม่ใช่อุปกรณ์ impedance transparent  มันไม่ได้ถ่ายทอดอิมพิแดนซ์จากด้านหนึ่งไปเป็นค่าเดียวกันที่อีกด้านหนึ่งเสมอไป   อิมพิแดนซ์ Z_in = Z_L ได้ก็เมื่อ Z_L = Z₀ ด้วยเท่านั้น การใช้งานจึงต้องระวังและรู้ข้อจำกัดนี้
• นอกจากความสามารถในการสร้างสัญญาณแบบ balanced แล้ว  ในด้านผลกระทบต่ออิมพิแดนซ์ เราสามารถมองบาลันชนิดนี้ว่าเป็นสายนำสัญญาณยาว ¼λ  และมี characteristic impedance เท่ากับสายนำสัญญาณที่นำมาสร้างมัน และพร้อมที่จะแปลงอิมพิแดนซ์ได้เสมอ
• ผลที่ตามมาจากการมองข้ามข้อจำกัดนี้อาจรุนแรงกว่าที่คาดไว้ ตัวอย่างเช่น หากสร้าง 1:1 coaxial voltage balun จากสายนำสัญญาณ Z₀ = 50Ω แต่ต่อกับโหลดแบบ balanced ที่มีค่า Z_L = 70Ω  ที่ปลายอีกด้านหนึ่งจะเห็นอิมพิแดนซ์เพียง Z_in ≈ 35.7Ω  ซึ่งผิดไปในทิศทางตรงข้ามอย่างชัดเจน และอาจส่งผลกระทบต่อวงจร RF ที่เชื่อมต่อร่วมอยู่โดยไม่รู้ตัว 
• หรือในทางกลับกัน แม้โหลดและแหล่งสัญญาณเป็น 50Ω  จริง แต่สายนำสัญญาณที่นำมาทำบาลันมีอิมพินแดนซ์เฉพาะตัวผิดไปจาก 50Ω  ผลที่ได้อาจจะผิดไปได้  ทำให้เรารู้ล่วงหน้าและระวังได้ทัน
• แต่ในบางกรณี เราอาจจะใช้คุณสมบัติการเปลี่ยนอิมพิแดนซ์ที่มีธรรมชาติเดียวกับสายนำสัญญาณยาว ¼λ  และมี characteristic impedance เท่ากับสายนำสัญญาณที่นำมาสร้างมันเพื่อช่วย match impedance ไปพร้อมๆ กับการทำงานตามหน้าที่หลักของมันคือแปลงรูปแบบสัญญาณระหว่าง unbalanced กับ balanced ก็ได้
• บทความนี้ไม่เกี่ยวกับ 4:1 coaxial voltage balun ที่มีหลักการทำงานคล้ายแต่ไม่เหมือนกัน ทำให้ผลโดยรวมไม่มีลักษณะการแปลงอิมพิแดนซ์แบบ 1:1 coaxial voltage balun นี้ 

---

©Jitrayut Chunnabhata, 2025.

This article reflects the author’s original interpretation and synthesis of known electromagnetic principles. Reuse for educational and reference purposes is welcome with proper attribution. 

© 2026 จิตรยุทธ จุณณะภาต สงวนลิขสิทธิ

บทความนี้เป็นการเรียบเรียงและอธิบายเชิงแนวคิดจากหลักการที่มีอยู่ โดยสะท้อนมุมมองและการตีความของผู้เขียน  สามารถนำไปใช้เพื่อการศึกษาและอ้างอิงได้ โดยระบุแหล่งที่มาให้ชัดเจน