อีกมุมมองของ 1:1 Coaxial Voltage Balun

A Transmission-Line Interpretation of 1:1 Coaxial Balun

โดย จิตรยุทธ จุณณะภาต (HS0DJU)
หมายเหตุ: บทความนี้สงวนลิขสิทธิ์โดยผู้เขียน (โปรดดูรายละเอียดด้านล่างสุด)

---

อุปกรณ์หนึ่งที่เป็นส่วนสำคัญในระบบสายอากาศก็คือบาลัน (balun - อุปกรณ์ที่ต่อเชื่อมระบบ balanced และ unbalanced เข้าด้วยกัน) เราเคยพูดถึงเรื่องของบาลันอย่างละเอียดมาแล้ว (ดูเรื่อง ทำบาลันไว้ใช้กันดีกว่า) ทำให้เพื่อนๆ รู้ว่ามันแบ่งเป็น voltage และ current balun ซึ่งสองอย่างนี้มีวัตถุประสงค์ต่างกันและใช้แทนกันไม่ได้ (ไม่ fully compatible)

โดยพื้นฐานแล้ว voltage balun มีหน้าที่ทำให้ศักย์ไฟฟ้าที่ป้อนให้กับขั้วทั้งสองของสายอากาศตรงกันข้ามกันสลับไปมา จึงมีลักษณะเป็น balanced mode อย่างแท้จริง (ทำให้ใน "บางกรณี" มันพอจะป้องกันการเกิดกระแสโหมดร่วมหรือ common mode current หรือ Icm ได้ แต่หลายกรณีก็ไม่ได้)  ในขณะที่ current balun มีหน้าที่โดยตรงคือหยุดกระแสโหมดร่วมที่อาจจะไหลที่ผิวด้านนอกของสายนำสัญญาณ 

โดยทั่วไปแล้วบาลันถูกมองเป็นอุปกรณ์ที่ทำหน้าที่แปลงอิมพิแดนซ์ และ/หรือ ลดกระแสโหมดร่วม สองหน้าที่ตามชื่อที่ถูกเรียกกัน อย่างไรก็ตามด้วยคุณสมบัติของสายนำสัญญาณและการต่อวงจรของบาลันบางอย่างทำให้มีพฤติกรรมอื่นที่ตามมาโดยชื่อของมันมักไม่ได้บอกเอาไว้และมักไม่มีใครพูดถึง ทำให้ความสามารถที่ซ่อนอยู่ของบาลันบางอย่างคือการแปลงอิมพิแดนซ์ไม่ได้ถูกสนใจนัก 

ในบทความวิจัยนี้เราจะพูดเฉพาะเจาะจงถึง 1:1 coaxial voltage balun ที่ทำจากสายนำสัญญาณแบบ coaxial เพราะเป็นที่แพร่หลายและใช้กันมาก แต่ผู้ใช้จำนวนมากไม่เคยวิเคราะห์และเห็นคุณสมบัติของมันในมุมมองที่แตกต่างออกไป และทำให้เห็นถึงพฤติกรรมที่ไม่ค่อยได้ถูกกล่าวถึงในคำอธิบายทั่วไป 

การทำงานของ 1:1 Coaxial Voltage Balun

ก่อนอื่นมาทบทวนหลักการทำงานของบาลันแบบนี้กันก่อน  จากวงจรของมันเมื่อเราป้อนสัญญาณแบบ unbalanced จากขั้วเครื่องวิทยุที่ต่อกับสาย coaxial  สายนำสัญญาณที่ยาวต่างกัน ½λ จะทำให้เฟสของโวลเตจที่ปรากฏที่ขั้วทั้งสองของสายอากาศเร็วช้ากว่ากันอยู่ 180° หรือก็คือ “กลับขั้วกันและกัน” กันอยู่ตลอดเวลา

การ “กลับขั้ว” นี้เทียบกับจุดอ้างอิงเสมือน virtual ground ทำให้เราสามารถเขียนวงจรของบาลันนี้ได้เป็นตามรูปที่ 1a

รูปที่ 1a วงจรแสดงการทำงานของ

1:1 Coaxial Voltage Balun  เรามอง
โหลด Z_L แยกออกเป็น Z_L/2 กับ Z_L/2
ต่ออนุกรมกันอยู่ที่ Virtual Ground

จากนั้นแต่ละ Z_L/2 ถูกแปลงอิมพิแดนซ์
ด้วยสายนำสัญญาณที่ยาว ¼λ และ ¾λ 

จากรูปที่ 1a จะเห็นว่าแต่ละเส้นของสายนำสัญญาณทำหน้าที่เป็น quarter-wavelength transformer ไปด้วย และทำการแปลงอิมพิแดนซ์  Z_L/2 และ Z_L/2 ที่ปลายของสายนำสัญญาณแต่ละเส้นของ balun ไปเป็นค่าอื่น

จากสมการการแปลงอิมพิแดนซ์ของสายนำสัญญาณที่ยาวลง ¼λ   อิมพิแดนซ์ Z_L/2 และ Z_L/2 จะถูกแปลงดังนี้: 

Z₁ = (Z₀)² / (Z_L/2)  ------①

Z₂ = (Z₀)² / (Z_L/2)  ------②

โดยที่

Z₀ = ความต้านทานเฉพาะตัวของสายนำสัญญาณที่ใช้ทำ balun นี้ 

ปกติแล้วในการสร้างและใช้งาน Coaxial balun แบบ 1:1 นี้ เรามักให้อิมพิแดนซของโหลด Z_L มีค่าเท่ากับอิมพิแดนซ์เฉพาะตัวของสายนำสัญญาณ Z₀  เช่นเป็น 50Ω ทั้งคู่ นั่นคือ 

Z₀ = Z_L  -----③

แทนสมการ ③ ลงใน ① และ ②  จะได้

Z₁ = 2 Z_L 

Z₂ = 2 Z_L   

ดังนั้นเมื่อเรานำปลายอีกข้างหนึ่งของสายนำสัญญาณขนานเข้าด้วยกัน 

Z_in =  Z₁//Z_2­ = Z_L 

นั่นคืออิมพิแดนซ์ที่มองเห็นที่ด้าน unbalanced จะเท่ากับ Z_L ที่เราต่อเข้าที่ด้าน balanced 
โดย // หมายถึงต่อขนานกัน 

ลักษณะของสัญญาณไฟฟ้าที่สองด้านของ 1:1 coaxial voltage balun แสดงได้ในรูปที่ 1b ซึ่งบาลันที่เรากำลังพูดถึงนี้ทำหน้าที่เปลี่ยนลักษณะสัญญาณจาก balanced ไปเป็น unbalanced (และกลับกันก็ได้) นั่นเอง

รูปที่ 1b แสดงลักษณะของสัญญาณ
แบบ unbalanced (ซ้าย) ซึ่งเป็นลักษณะ

ของสัญญาณในสายนำสัญญาณแบบ 

coaxial และแบบ balanced (ขวา) ซึ่งเป็น
ลักษณะของสัญญาณในสาย

นำสัญญาณแบบ twin-lead

เราเห็นอะไรบ้าง 

จะเห็นว่าการทำงานของ balun ชนิดนี้อยู่บนความพอดีของหลายองค์ประกอบ สิ่งแรกก็คือความยาวของสายนำสัญญาณทั้งสองเส้นที่ประกอบกันเป็น balun ที่จะต้องยาวต่างกัน ½λ  แล้วอีกข้อที่เห็นคือโหลด Z_L มีค่าเท่ากับความต้านทานเฉพาะตัว (Z₀) ของสายนำสัญญาณที่นำมาใช้สร้างมัน  แต่สิ่งเหล่านี้  “จำเป็น” กับการทำงานที่ถูกต้องของมันหรือไม่ เรามาลองดูกันในกรณีต่างๆ ตามด้านล่างนี้ 

เมื่อ 

Z₀ = 50Ω และ 

Z_L = 25Ω, 50Ω, 70Ω, 100Ω 

จะเห็นว่าที่ปลายอีกด้านหนึ่งจะเห็นอิมพิแดนซ์ 

Z_in = 100Ω, 50Ω, 35Ω, 25Ω ตามลำดับ  ดูรูปที่ 2-5

 

รูปที่ 2

รูปที่ 3 เมื่ออิมพิแดนซ์ของโหลด 
(Z_L) เท่ากับอิมพิแดนซ์ของสาย

นำสัญญาณที่ใช้สร้างบาลัน (Z₀)

จะไม่เกิดการแปลงอิมพิแดนซ์
ปลายอีกด้านจะเห็น Z_in = Z_L = 50Ω

รูปที่ 4

รูปที่ 5

และเมื่อ

Z₀ = 75Ω และ 

Z_L = 50Ω, 75Ω, 100Ω 

จะเห็นว่าที่ปลายอีกด้านหนึ่งจะเห็นอิมพิแดนซ์

Z_in = 112.5Ω, 75Ω, 56.25Ω ตามลำดับ  ดูรูปที่ 6-8

รูปที่ 6

รูปที่ 7 เมื่ออิมพิแดนซ์ของโหลด 

(Z_L) เท่ากับอิมพิแดนซ์ของสาย

นำสัญญาณที่ใช้สร้างบาลัน (Z₀)

จะไม่เกิดการแปลงอิมพิแดนซ์
ปลายอีกด้านจะเห็น Z_in = Z_L = 75Ω

รูปที่ 8

¼λ-Transmission Line Transformer

จะเห็นชัดเจนว่าบาลันชนิดนี้ทำตัวเหมือนสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว Z₀ เท่ากับสายนำสัญญาณที่ใช้สร้างบาลันนี้และยาว ¼λ   ไปด้วย  นั่นคือถ้าอิมพิแดนซ์ของโหลด Z_L มีค่าไม่เท่ากับ Z₀ จะเกิดการแปลงอิมพิแดนซ์ตามลักษณะของสายนำสัญญาณที่ยาว ¼λ หรือ: 

Z_in = (Z₀)² / Z_L  ------④  ตามรูปที่ 9

รูปที่ 9 ถ้าไม่นับความสามารถในการ
สร้างลักษณะสัญญาณแบบ balanced
จากสัญญาณแบบ unbalanced แล้ว
Voltage coaxial balun แบบ 1:1 นี้จะ
ประพฤติตัวเหมือนสายนำสัญญาณที่มี
อิมพิแดนซ์เฉพาะตัว Z₀ ยาว ¼λ ซึ่ง

มีคุณสมบัติในการแปลงอิมพิแดนซ์
ตามสมการ ④ ไปด้วยในเวลาเดียวกัน

สิ่งที่ตามมาคือข้อควรระวัง

หากบาลันแบบนี้ถูกสร้างด้วยสายนำสัญญาณขนาด Z₀ ค่าหนึ่ง  ผู้ใช้ไม่สามารถต่อโหลดอิมพิแดนซ์  Z_L ใดๆ ก็ได้แล้วหวังให้ได้ Z_in = Z_L เสมอ    โดย Z_L ต้องมีค่าเท่ากับ Z₀ เท่านั้นจึงทำให้ Z_in = Z_L   นั่นคือผู้ใช้ต้องสร้างบาลันชนิดนี้ด้วยสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว  (Z₀) เท่ากับอิมพิแดนซ์ของโหลด (Z_L) ด้วยนั่นเอง

ชื่อเรียกของมันที่เราเห็นเป็นอย่างแรกคือ 1:1 นั้นจะทำให้เราคิดไปว่าถ้าทำ balun ชนิดนี้ด้วยสายนำสัญญาณที่มี (เช่น 50 Ω) แล้ว เราสามารถเอามันไปต่อกับโหลด Z_L ค่าเท่าไรก็ได้แล้วจะได้ Z_in = Z_L ตลอดซึ่งไม่ถูกต้อง  

ดังนั้นที่จริงแล้วเราควรเรียก balun แบบนี้ว่า Z₀:Z₀  coaxial voltage balun  ด้วยซ้ำไป (ถึงใครไม่เรียก เราเข้าใจของเราในใจแบบนี้ก็น่าจะเป็นประโยชน์กับ เอาไว้เตือนตัวเองได้ว่าอิมพิแดนซ์ของสายนำสัญญาณแบบ coaxial ที่ใช้สร้างบาลันแบบนี้มีผลมากนะ) 

ผลการทดสอบวัดจริง

ผู้เขียนสร้าง 1:1 Coaxial voltage balun สำหรับความถี่ 145MHz ด้วยสายนำสัญญาณ RG58 ซึ่งเส้นที่อยู่ในมือนั้นทดสอบแล้วพบว่ามีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว (Z₀) ประมาณ 54Ω (ไม่ใช่ 50Ω เสียอย่างนั้นแหละ แต่ก็ดีที่มีโอกาสได้ทดสอบให้เห็นผลจากความผิดสเป็คนี้เสียเลย) จากนั้นทดลอง ลัดวงจร, เปิดวงจร, และต่อโหลดมาตรฐานขนาด 50Ω ที่ด้าน balanced ตามลำดับ  เมื่อวัดอิมพิแดนซ์ที่ด้าน unbalanced ได้ผลตามในตารางที่ 1 

ตารางที่ 1 ผลการวัดอิมพิแดนซ์ด้าน

unbalanced (Z_in) เมื่อต่อด้าน balanced

ด้วยความต้านทาน (Z_L) ต่างๆ เมื่อ Z₀ ≈ 54Ω

จะเห็นพฤติกรรมของความเป็น ¼λ transmission line (Z₀=54Ω) transformer อย่างชัดเจน โดยเฉพาะบรรทัดล่างสุดที่เมื่อต่อโหลด 50Ω เข้าที่ด้าน balanced กลับมองเห็นอิมพิแดนซ์ด้าน unbalanced (Z_in) ไม่ใช่ 50Ω เพราะจากสมการ ④ 

Z_in = (Z₀)² / Z_L  ------④
Z_in = (54Ω)² / 50Ω ≈ 58.1Ω 

ซึ่งมีค่าใกล้เคียงมากกับที่วัดได้ตามรูปที่ 10 คือ 58.1+j2.66Ω  (ส่วน +j2.66Ω เป็นผลของความยาวของสายนำสัญญาณที่ใช้วัด และมีค่าน้อยมาก)  นั่นคือโหลด 50Ω ที่ต่อไว้ที่ด้าน balanced ไม่ได้สะท้อนไปเป็น 50Ω ที่ด้าน unbalanced ด้วย (แต่สะท้อนไปเป็นประมาณ 58.1Ω)  ทำให้เห็นชัดเจนว่าถ้าจะให้ 1:1 coaxial voltage balun ทำงานได้อย่างต้องการจริงๆ เราจะต้องระวังเรื่องอิมพิแดนซ์ของทุกอย่างให้ถูกต้อง  ความผิดเพี้ยนของ Z₀ ของสายนำสัญญาณที่เราหาซื้อจากตลาดแล้วนำมาสร้าง balun นี้เป็นปัจจัยสำคัญมากที่ส่งผลต่อการทำงานของมัน

รูปที่ 10 ผลการวัดอิมพิแดนซ์ด้าน unbalanced
ด้วย NanoVNA เมื่อต่อโหลดค่า 50Ω เข้าที่

ด้าน balanced ของ 1:1 coaxial voltage balun
ที่ทำจากสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์ 54Ω 

ซึ่ง ในบรรทัดล่างสุดของตารางที่ 1 นั้น ถ้าเราสร้างบาลันนี้จากสายนำสัญญาณ 50Ω จริงๆ และต่อโหลด Z_L = 50Ω เข้าที่ด้าน balanced ของมัน ก็จะได้อิมพิแดนซ์ด้าน unbalanced  Z_in = 50Ω 

การนำไปใช้งาน 

จากผลการศึกษานำไปสู่ความเป็นไปได้ในการออกแบบ ถ้าเราเลือกสายนำสัญญาณที่นำมาทำบาลันชนิดนี้ให้มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัวได้ถูกต้อง มันก็สามารถทำตัวเป็นอุปกรณ์ช่วยแมทช์/ปรับอิมพิแดนซ์ได้พร้อมๆ กับปรับรูปแบบโวลเตจของสัญญาณจาก unbalanced เป็น balanced ไปด้วยในเวลาเดียวกัน ทำให้เรามีทางเลือกในการออกแบบได้มากขึ้น เช่น

1. เราอาจใช้บาลันนี้ที่ สร้างจากสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว 50Ω ต่อกับสายอากาศที่มีอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อน 50Ω ด้วย  จะไม่เกิดการแปลงอิมพิแดนซ์ใดๆ

2. เราอาจใช้บาลันนี้ที่ สร้างจากสายนำสัญญาณที่มีอิมพิแดนซ์เฉพาะตัว 75Ω ต่อกับสายอากาศที่มีอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อน 100Ω  จะเกิดการแปลงอิมพิแดนซ์ขึ้น

     Z_in = (Z₀)² / Z_L 

     Z_in = (75Ω)² / 100Ω 

     Z_in = 56.25Ω 

นั่นคือเราจะได้ Voltage Balun ที่อาจจะมีความสามารถในการแปลงอิมพิแดนซ์แบบ ¼λ-Transmission Line Transformer ด้วยในเวลาเดียวกัน 

สรุป

• ต้องไม่ลืมว่า 1:1 coaxial voltage balun  แบบนี้ทำงานเฉพาะที่ความถี่หนึ่งเท่านั้น เพราะความยาวแต่ละส่วนของมัน (¼λ และ ¾λ) ขึ้นกับความถี่  นั่นคือ bandwidth แคบ 
• 1:1 coaxial voltage balun แบบนี้ไม่ใช่อุปกรณ์ impedance transparent  มันไม่ได้ถ่ายทอดอิมพิแดนซ์จากด้านหนึ่งไปเป็นค่าเดียวกันที่อีกด้านหนึ่งเสมอไป   อิมพิแดนซ์ Z_in = Z_L ได้ก็เมื่อ Z_L = Z₀ ด้วยเท่านั้น การใช้งานจึงต้องระวังและรู้ข้อจำกัดนี้
• นอกจากความสามารถในการสร้างสัญญาณแบบ balanced แล้ว  ในด้านผลกระทบต่ออิมพิแดนซ์ เราสามารถมองบาลันชนิดนี้ว่าเป็นสายนำสัญญาณยาว ¼λ  และมี characteristic impedance เท่ากับสายนำสัญญาณที่นำมาสร้างมัน และพร้อมที่จะแปลงอิมพิแดนซ์ได้เสมอ
• ผลที่ตามมาจากการมองข้ามข้อจำกัดนี้อาจรุนแรงกว่าที่คาดไว้ ตัวอย่างเช่น หากสร้าง 1:1 coaxial voltage balun จากสายนำสัญญาณ Z₀ = 50Ω แต่ต่อกับโหลดแบบ balanced ที่มีค่า Z_L = 70Ω  ที่ปลายอีกด้านหนึ่งจะเห็นอิมพิแดนซ์เพียง Z_in ≈ 35.7Ω  ซึ่งผิดไปในทิศทางตรงข้ามอย่างชัดเจน และอาจส่งผลกระทบต่อวงจร RF ที่เชื่อมต่อร่วมอยู่โดยไม่รู้ตัว 
• หรือในทางกลับกัน แม้โหลดและแหล่งสัญญาณเป็น 50Ω  จริง แต่สายนำสัญญาณที่นำมาทำบาลันมีอิมพินแดนซ์เฉพาะตัวผิดไปจาก 50Ω  ผลที่ได้อาจจะผิดไปได้  ทำให้เรารู้ล่วงหน้าและระวังได้ทัน
• แต่ในบางกรณี เราอาจจะใช้คุณสมบัติการเปลี่ยนอิมพิแดนซ์ที่มีธรรมชาติเดียวกับสายนำสัญญาณยาว ¼λ  และมี characteristic impedance เท่ากับสายนำสัญญาณที่นำมาสร้างมันเพื่อช่วย match impedance ไปพร้อมๆ กับการทำงานตามหน้าที่หลักของมันคือแปลงรูปแบบสัญญาณระหว่าง unbalanced กับ balanced ก็ได้
• บทความนี้ไม่เกี่ยวกับ 4:1 coaxial voltage balun ที่มีหลักการทำงานคล้ายแต่ไม่เหมือนกัน ทำให้ผลโดยรวมไม่มีลักษณะการแปลงอิมพิแดนซ์แบบ 1:1 coaxial voltage balun นี้ 

---

© 2025 จิตรยุทธ จุณณะภาต สงวนลิขสิทธิ

ห้ามคัดลอก ดัดแปลง หรือใช้บทความนี้โดยไม่ได้รับอนุญาต

สายอากาศเกนต่ำพิเศษสำหรับ D-STAR Hotspot: ลดผลกระทบต่อภาครับของวิทยุเครื่องอื่น

 

Rethinking Antenna Efficiency: Intentional Loss as a Design Tool for RF Desense Mitigation

โดย จิตรยุทธ จุณณะภาต (HS0DJU)
หมายเหตุ: บทความนี้สงวนลิขสิทธิ์โดยผู้เขียน (โปรดดูรายละเอียดด้านล่างสุด)

---

โดยทั่วไป การออกแบบสายอากาศในงานวิทยุสื่อสารมักตั้งอยู่บนสมมติฐานพื้นฐานว่า สายอากาศที่ดีควรมีประสิทธิภาพการแพร่กระจายคลื่น (radiation efficiency) สูง มีการสูญเสียต่ำ และในหลายกรณียังเน้นที่การเพิ่มค่าความมีทิศทาง (directivity) หรือเกนของสายอากาศ (antenna gain) ให้มากที่สุดเท่าที่จะทำได้ แนวคิดปกติดังกล่าวเหมาะสมอย่างยิ่งสำหรับระบบสื่อสารระยะไกล ซึ่งประสิทธิภาพของสายอากาศส่งผลโดยตรงต่อคุณภาพการเชื่อมต่อและคุณภาพของสัญญาณที่ปลายทาง อย่างไรก็ตามแนวทางดังกล่าวมักถูกนำไปใช้เป็น “คำตอบเดียว” โดยไม่พิจารณาบริบทของระบบโดยรวมและสภาพแวดล้อมการใช้งานจริง

ปัญหาจะเริ่มปรากฏชัดเมื่อสายอากาศที่มีประสิทธิภาพสูงถูกนำมาใช้งานในพื้นที่จำกัด ซึ่งมีระบบวิทยุหลายระบบทำงานรับ–ส่งพร้อมกันในระยะใกล้ เช่น ห้องวิทยุ ห้องปฏิบัติการ หรือระบบสื่อสารภายในอาคาร ความแรงของสนามคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าที่สูงเกินความจำเป็นในบริเวณใกล้ (near-field และ far-field ระยะสั้น) อาจก่อให้เกิดผลกระทบที่ไม่พึงประสงค์ เช่น การรบกวนข้ามระบบ (inter-system interference) การทำให้ภาครับสูญเสียความไว (receiver desensitization) หรือแม้กระทั่งประเด็นด้านความปลอดภัยต่อผู้ใช้งาน ในสภาพการณ์เช่นนี้ การเพิ่มประสิทธิภาพการแพร่กระจายคลื่นของสายอากาศกลับกลายเป็นปัจจัยที่ทำให้ปัญหาทวีความรุนแรงขึ้นแทนที่จะช่วยแก้ไข

บทความนี้เสนอแนวคิดทางเลือกในการจัดการปัญหาดังกล่าว โดยมุ่งเน้นการ จำกัดและควบคุมการกระจายของสนามคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้า จากเครื่องส่งในพื้นที่ใช้งานจริง (field containment หรือ radiation suppression) แทนการเพิ่มประสิทธิภาพการแพร่กระจายคลื่นเพียงอย่างเดียว แนวทางที่ใช้กันทั่วไป เช่น การลดกำลังส่งของเครื่องส่ง หรือการใส่อุปกรณ์ลดทอนสัญญาณ (attenuator) ระหว่างเครื่องส่งกับสายอากาศ แม้จะช่วยลดระดับสัญญาณได้ แต่ในทางปฏิบัติมักมีข้อจำกัดด้านต้นทุน ความยุ่งยากในการปรับแต่ง และความไม่ยืดหยุ่น โดยเฉพาะอย่างยิ่งในระบบที่มีเครื่องส่งหลายชุดทำงานร่วมกันในพื้นที่จำกัด

ในทางกลับกัน การออกแบบสายอากาศให้มีประสิทธิภาพการแพร่กระจายคลื่น ต่ำอย่างจงใจ แต่ยังคงสามารถสร้างสนามคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าได้ในระดับที่เพียงพอต่อการใช้งานจริง เป็นแนวทางที่เรียบง่าย ต้นทุนต่ำ และสามารถจัดการปัญหาเชิงระบบได้อย่างมีประสิทธิภาพ สายอากาศลักษณะนี้ทำหน้าที่สร้างสัญญาณ “เท่าที่จำเป็น” มากกว่าส่งพลังงานออกไปให้มากที่สุด แนวคิดดังกล่าวไม่ได้มองการสูญเสียเป็นข้อด้อยของการออกแบบ แต่กลับมองว่าเป็น เครื่องมือในการควบคุมพฤติกรรมของระบบสื่อสารด้วยคลื่นวิทยุซึ่งเหมาะสมอย่างยิ่งสำหรับสภาพแวดล้อมที่มีข้อจำกัดด้านพื้นที่และมีความต้องการให้หลายระบบวิทยุสามารถอยู่ร่วมกันได้โดยไม่รบกวนซึ่งกันและกัน

ปัญหากวนใจ

บทความนี้เป็นผลพลอยได้จากการแก้ปัญหากวนใจที่เกิดกับตัวเอง ตอนดึกของคืนหนึ่งต้องมานั่งทำสายอากาศแปลกๆ เอาไว้ใช้ในวันรุ่งขึ้น รีบร้อนจนอาจจะพูดได้ว่าถ้าไม่ได้ทำอาจจะนอนไม่หลับ ดังนั้นในเบื้องต้นจึงพยายามออกแบบมาให้หน้าตา "ง่ายที่สุดเท่าที่จะทำได้ก่อนหลับ" ก็ว่าได้ 

เรื่องเกิดขึ้นเพราะบางครั้งเราต้องการใช้วิทยุหลายเครื่องในเวลาเดียวกัน (ซึ่งปกติจะเป็นการรับ และทุกเครื่องก็ควรรับที่ความถี่ที่ถูกตั้งเอาไว้ได้ดีในเวลาเดียวกัน)  โดยเป็นเครื่องแบบมือถือพกพามีสายอากาศในตัว (เช่น ใช้สายอากาศยาง สายอากาศ telescopic) ตั้งอยู่ในห้องทำงาน แต่ถ้ามีเครื่องส่งอยู่ใกล้ๆ ด้วยในห้องนั้นจะทำให้ความสามารถในการรับของวิทยุเครื่องอื่นด้อยลงไป (เรียกว่า desensitivity)   ปัญหาที่กวนใจคือในห้องมีเครื่องส่งของตัว hot spot ของระบบดิจิตอลเช่น DSTAR อยู่ด้วย เมื่อเจ้าเครื่องส่งนี้ทำงานจะทำให้วิทยุที่มีสายอากาศอยู่ใกล้ๆ ในห้องเดียวกันรับอย่างอื่นไม่ได้  ดูรูปที่ 1 

รูปที่ 1 แสดงต้นตอของปัญหาคือ ขณะที่
hotspot(1) กำลังส่งสัญญาณติดต่อกับ
วิทยุ DSTAR(2) อยู่นั้น  เครื่องวิทยุมือถือ
สายอากาศติดเครื่อง(3) ที่อยู่ในห้อง
เดียวกันจะไม่สามารถรับสัญญาณอื่นได้

การแก้ไข 

ดูเหมือนผมต้องหาวิธีลดกำลังส่งจากเครื่อง hot spot ลง วิธีแรกที่คิดได้ (และเคยทำ) คือการเอาเอาโหลดเทียม 50Ω  ใส่เข้าไปซึ่งผลคือมันก็ไม่กวนจริงๆ แต่ระยะติดต่อสั้นมากจนใช้งานไม่ได้ในทางปฏิบัติเลยตัดทางเลือกนี้ไป อีกทางเลือกคือออกแบบสายอากาศที่ประสิทธิภาพต่ำมาใช้กับมันดีกว่า กำลังของคลื่นจะได้ไม่รุนแรงจนไปกวนวิทยุเครื่องอื่น 

อย่างที่เล่าให้ฟังตอนแรกแล้วว่า ปกติแล้วเราจะพยายามหลีกเลี่ยงตัวความต้านทานในวงจรสายอากาศเพื่อให้มีการสูญเสียน้อยที่สุด แต่กรณีนี้เป็นตรงกันข้ามคือสูญเสียมากเข้าไว้จะดีมาก แต่ก็ยังต้อง "ออกอากาศ รับ-ส่ง ได้อยู่"  ก็เลยนึกถึงสายอากาศที่สั้นมากๆ ซึ่งโดยธรรมชาติแล้วจะต้องมีเกนน้อยกว่า (ด้วยรูปร่างการแพร่กระจายคลื่น) สายอากาศที่ยาวกว่า  แต่ในทางทฤษฎีแล้ว แม้สายอากาศจะสั้นแต่ถ้ามันรับพลังงานและส่งออกไปได้ทั้งหมด เกนก็ไม่ได้เลวร้ายขนาดรับส่งอะไรไม่ได้เลย (ก็แย่ลงแหละเพราะความต้านทานการแพร่กระจายคลื่นต่ำมาก) ก็คงอยู่ระหว่างสายอากาศไอโซทรอปิกกับไดโพล - ซึ่งยังไม่พอ! เราต้องการให้มันแย่ไปกว่านั้นอีก แต่เอาน่ะ โดยพื้นฐานแล้วเป็นตัวตั้งต้นที่ดี ทำง่ายด้วย เดี๋ยวค่อยดัดแปลงมันต่อ

คุณสมบัติของสายอากาศไดโพลสั้น

ตัวเลือกที่เข้ามาในหัวคือสายอากาศไดโพลแบบสั้นมากๆ คือสั้นกว่า ½λ มากๆ ถ้าในย่านความถี่ 2 เมตร ½λ  ก็จะยาวราวๆ 1 เมตร เราก็ทำให้สั้นมากเช่น 4-5 ซม.ซะแล้วค่อยๆ มาดูว่าเกิดอะไรขึ้น 

สายอากาศไดโพลที่สั้นกว่า ½λ มากๆ จะมีความต้านทานแบบรีแอคแตนซ์เป็นความจุไฟฟ้า (capacitive) ค่าสูงมากไฟฟ้าผ่านยาก (ลองคิดเชิงสัญชาติญาณเล่นๆ ว่าเพราะก้านไดโพลทั้งสองมันสั้นมาก มันย่อมจะสร้างความจุไฟฟ้าระหว่างกันได้น้อยมาก ดังนั้นรีแอคแตนซ์ที่ความถี่ทำงานต้องสูง) ในขณะเดียวกันก็มีความต้านทานการแพร่กระจายคลื่น (Radiation resistance, R_r) ต่ำมากด้วยเช่น 0.25-1Ω  (ความต้านทานการแพร่กระจายคลื่นนี้เป็นคนละอย่างกับความต้านทานที่จุดป้อนของสายอากาศที่ปกติแล้วเราจะพยายามแมทช์ให้เป็น 50Ω นะครับอย่าปนกัน)  ดังนั้นในทางทฤษฎีแล้ว "สายอากาศไดโพลสั้น" น่าจะมีอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อนเป็น 

Z_a  =  R_r + R_ohmic - jX
โดย 
R_ohmic  เป็นความต้านทานของโลหะที่ใช้ทำสายอากาศ ค่ามักต่ำมากๆ อยู่แล้ว ตัดทิ้งได้
R_r  เป็นความต้านทานการแพร่กระจายคลื่น ประมาณว่า 1Ω   
X  เป็นรีแอคแตนซ์ซึ่งมีค่าติดลบ (negative) เนื่องจากเป็นความจุไฟฟ้า (capacitive) และมีขนาดสูงมากด้วยเช่น - j 1000Ω  

ดังนั้นในการทดลองสร้าง เราประมาณเบื้องต้นว่า 
Z_a  =  1 - j 1000 Ω   
(เป็นค่าโดยประมาณเท่านั้น เพื่อให้เราทำงานออกแบบต่อได้) 

พอเห็นตัวเลขแบบนี้หลายคนอาจจะตกใจว่า แย่แล้ว ส่วนของรีแอคแตนซ์มีค่าตั้ง - j 1000Ω แบบนี้จะแมทช์อย่างไร ใช่ครับ ในกรณีที่เราจำเป็นต้องทำสายอากาศปกติที่ไม่ต้องการให้มีการสูญเสียและต้องใช้เฉพาะตัวเก็บประจุและตัวเหนี่ยวนำแมทช์อิมพิแดนซ์ 1 - j 1000 Ω นี้ให้เป็น 50Ω นั้นไม่ใช่เรื่องง่ายจริงๆ ด้วยนั่นแหละ แต่กรณีนี้ไม่ใช่เพราะเรายอม (และอยาก) ให้มีการสูญเสีย (มากๆ) ได้ ดังนั้นจึง ใช้ความต้านทานมาช่วยได้  

สายอากาศที่ได้ 

ในเมื่อใช้ความต้านทานมาช่วยได้ชีวิตก็จะง่ายขึ้นมาก แล้วจะต่อเข้าไปอย่างไร

• ต่ออนุกรมกับจุดป้อน: นั่นคืออนุกรมกับ  Z_a  =  1 - j 1000 Ω  ผลที่ได้จากการต่ออนุกรมคือนำอิมพิแดนซ์ (Z) มาบวกกัน  แบบนั้นไม่ไหวแน่เพราะมีแต่จะทำให้อิมพิแดนซ์ที่จุดป้อนมีค่าสูงขึ้น เช่นกลายเป็น  51 - j 1000 Ω  แบบนี้เอาไปต่อใช้งานไม่ได้ ดูรูปที่ 2

รูปที่ 2 ทางเลือกแรกคือการต่อ
ตัวความต้านทานค่าประมาณ 50Ω 

อนุกรมเข้าไปตรงๆ แต่วิธีนี้ใช้ไม่ได้
เพราะอิมพิแดนซ์รวมยังมีผลจาก
รีแอคแตนซ์ค่ากว่า -j 1000Ω อยู่ด้วย

• ต่อขนานกับจุดป้อน: เรารู้ว่าผลที่ได้จากการต่อขนานคือการเอาแอดมิตแตนซ์ (admittance, Y) มาบวกกัน  เรารู้ว่าเราเริ่มต้นที่  Z_a  =  1 - j 1000 Ω   เปลี่ยนเป็นแอตมิตแตนซ์คือ   1/Z_a =  Y_a = (ค่าต่ำมากใกล้ศูนย์ + j ค่าต่ำมากใกล้ศูนย์) ℧   ดังนั้นถ้าเราเอาความต้านทาน 50Ω หรือ 0.02℧ ขนานเข้าไป   แอตมิตแตนซ์รวม Y_a ก็จะมีค่าประมาณ 0.02℧ นั่นแหละซึ่งก็คือ  R_a ≈ 50Ω  นั่นเอง ดูรูปที่ 3
  

รูปที่ 3 การแปลงวงจรเสมือนทาง
ไฟฟ้าของสายอากาศในรูป
impedance (Z) ให้อยู่ในรูป
admittance (Y) ก่อน เพื่อความ
เข้าใจที่ดีขึ้นในการแมทช์

ดังนั้นสายอากาศเราจะมีลักษณะทางไฟฟ้าแสดงใน รูปที่ 4

รูปที่ 4 วงจรเสมือนทางไฟฟ้า
ในรูป impedance (Z)
ของสายอากาศที่จะสร้าง

และเมื่อสร้างเป็นของจริงแสดงในรูปที่ 5  เพื่อนๆ สามารถนำไปสร้างใช้งานได้นะครับ จะหุ้มท่อหดหรือใส่ปลอกที่เป็นฉนวนและไม่มีผลต่อคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าได้ตามใจชอบเลยครับ

รูปที่ 5 สายอากาศ Lossy Antenna
โดยพื้นฐานเป็นสายอากาศไดโพล
สั้น (มาก) ที่สามารถ และโหลดด้วย
ความต้านทาน 50Ω ½W เพื่อให้ได้

อิมพิแดนซ์ที่จุดป้อนเหมาะสม
กับการใช้งาน และใช้ขาของตัว
ความต้านทานเป็นสายอากาศเลย

สิ่งที่เกิดขึ้นเมื่อขนานความต้านทาน 50Ω  ที่จุดป้อนของไดโพลสั้น

โดยทั่วไปแล้วประสิทธิภาพการแปลงพลังงานของสายอากาศขึ้นกับสัดส่วนของความต้านทานการแพร่กระจายคลื่น (R_r ซึ่งเสมือนความต้านทานที่เมื่อกระแสไฟฟ้าไหลผ่านแล้วจะเปลี่ยนรูปพลังงานเป็นคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าไม่ใช่ความร้อน) กับความต้านทานจากโลหะหรืออื่นๆ (R_ohmic หรือ R_o ซึ่งเป็นความต้านทานของโลหะที่ใช้ทำสายอากาศ เมื่อมีกระแสไฟฟ้าไหลผ่านพลังงานจะเปลี่ยนเป็นความร้อน) ที่อนุกรมกันอยู่  ส่วน X_a เป็นรีแอคแตนซ์ซึ่งไม่มีการสูญเสียเป็นความร้อน ดูรูปที่ 6

รูปที่ 6 ประสิทธิภาพของสายอากาศ
ขึ้นกับสัดส่วนของความต้านทานการ
แพร่กระจายคลื่น (R_r) กับความต้านทาน
ของโลหะที่ใช้สร้างสายอากาศนั้น (R_o)
ซึ่งโดยปกติแล้ว R_o มีค่าต่ำมาก

อย่างไรก็ตาม ในกรณีของเราเราไม่ได้ทำอะไรกับ R_r, R_o และ X_a  สิ่งที่เราทำจริงๆ คือนำตัวความต้านทาน ภายนอกขนาด 50Ω  ต่อขนานเข้าไปกับ "สายอากาศไดโพลสั้น" ของเรา ทำให้เกิดการแบ่งกำลังไฟฟ้า RF (Radio Frequency) ที่เข้า-ออกส่วนของสายอากาศโดยไม่ได้เปลี่ยนแปลงประสิทธิภาพของส่วนที่เป็นสายอากาศเองจริงๆ แต่สามารถทำให้ประสิทธิภาพรวมของ สายอากาศไดโพลสั้นที่มีความต้านทาน 50Ω  ขนานอยู่ที่จุดป้อน ต่ำลงเพราะกระแสไฟฟ้า RF ส่วนหนึ่ง (I₁) มีโอกาสไหลผ่านตัวความต้านทานนี้ได้ แทนที่จะต้องไปไหลผ่านส่วนที่เป็น "สายอากาศไดโพลสั้น" (I₂) ทั้งหมด ดูรูปที่ 7 

รูปที่ 7 เมื่อเราขนานจุดป้อนของสายอากาศ
ด้วยความต้านทาน 50Ω จะเกิดการแบ่งกระแส

ให้ผ่านความต้านทาน 50Ω  กับส่วนของ
สายอากาศ (ซึ่งกระแส I₂ จะไหลผ่านน้อย

กว่า I₁ มากจากรีแอคแตนซ์ X_a ที่สูงมาก)

การทดสอบ 

• วัดอิมพิแดนซ์จุดป้อนของสายอากาศในรูปที่ 5 ด้วย VNA 
  เพื่อให้แน่ใจอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อนของสายอากาศไม่ผิดไปจาก 50Ω  นัก (แม้จะคำนวณมาแล้ว) ถึงแม้กำลังส่งจากภาคส่งของ hot spot จะน้อยนิดแต่ก็ยังเป็นห่วงอยู่นะ (ฮา...) 

รูปที่ 8 วัดอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อนของ
สายอากาศด้วย NanoVNA ใกล้เคียง
50Ω ถือว่าสามารถต่อเข้ากับสายป้อน
50Ω ได้เลยโดยอัตราส่วนคลื่นนิ่งต่ำ

• วัดความแรงของสัญญาณเทียบกับสายอากาศยาง ใช้สายอากาศยางติดเครื่อง Icom ID-51 เป็นสายอากาศทดสอบเพื่อเปรียบเทียบกับสายอากาศ Lossy (สายอากาศที่เราทดลองสร้างขึ้น ที่ตั้งใจให้มีการสูญเสียสูง): ความแรงลดลง 18dB หรือประมาณ 63 เท่าเมื่อเทียบกับสายอากาศยาง

หมายเหตุ 
- การทดสอบทำในเชิงเปรียบเทียบกับสายอากาศยางซึ่งไม่ได้สอบเทียบเกน ไม่ได้วัดผลเป็นกำลังสัมบูรณ์ หน่วยการวัดจึงเป็นเพียง dB เท่านั้นไม่ใช่ dBm หรือ dBμv 
- ความแรงสัญญาณที่ลดลง 18dB เป็นผลจากการแบ่งกระแสตามในรูปที่ 7 ซึ่ง X_a มีค่าสูง (แม้อาจจะไม่ตรงกับ -j 1000Ω  อย่างที่คาดการณ์ไว้) ทำให้กระแส I₂ ที่จะไหลผ่าน R_r และเปลี่ยนเป็นคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าออกอากาศไปมีขนาดต่ำลงมาก

• ผลการทดลองใช้: ในขณะที่ hot spot ส่งสัญญาณออกมาไม่ว่าจะเป็นข้อมูลหรือเสียงจากระบบเองหรือข้อความที่เพื่อนนักวิทยุสมัครเล่นกำลังสนทนาอยู่  เครื่องวิทยุอื่นที่อยู่ใกล้ในห้องเดียวกันและใช้สายอากาศติดเครื่อง ยังสามารถรับสัญญาณที่ความถี่อื่นได้ตามปกติ 

- ในสถานการณ์ที่ต่างออกไป เราย่อมสามารถออกแบบสายอากาศที่ตั้งใจให้ประสิทธิภาพต่ำลง (lossy) นี้ในระดับต่างๆ กันได้ไม่ยาก วิธีหนึ่งที่ควรได้ผลดีคือใช้วงจรเน็ทเวิร์คลดทอนสัญญาณที่ประกอบด้วยตัวความต้านทานเป็นหลัก (resistor-based attenuation network) รวม (integrated) เข้าไว้ในสายอากาศเลยทีเดียว

โอกาสการปรับแต่ง

การออกแบบในลักษณะนี้ใช้หลักการตั้งใจให้เกิดการสูญเสียผ่านตัวความต้านทานไฟฟ้าที่เราตั้งใจใส่เข้าไปในระบบสายอากาศ  ในสถานการณ์ที่ต่างออกไป เราสามารถปรับแต่งการสูญเสียเพื่อทำให้ประสิทธิภาพรวมของสายอากาศมีระดับต่างกันเพื่อควบคุมพลังงานคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าที่แพร่กระจายออกในบริเวณเล็กๆ ให้อยู่ในระดับที่ใช้งานระบบต่างๆ พร้อมกันได้อย่างมีประสิทธิภาพ ซึ่งสามารถทำได้หลายวิธี เช่น 

1. เปลี่ยนความยาวของส่วนออกอากาศ (ส่วนที่เป็นสายอากาศไดโพล) เมื่อยาวขึ้นอิมพิแดนซ์ที่จุดป้อนจะเป็น capacitive น้อยลง มีส่วน resistive สูงขึ้น และมี radiation resistance สูงขึ้น (แต่ยังต่ำมากเมื่อเทียบกับสายอากาศไดโพลแบบ ½λ ซึ่่งมีค่าประมาณ 73Ω เมื่อถูกปรับความยาวของตัวนำโลหะผอมมากให้ resonance พอดี)  เมื่อรวมกับความต้านทานไฟฟ้าที่ตั้งใจใส่เข้าในวงจรของสายอากาศแล้วจะทำให้ความแรงของคลื่นจากสาอากาศเปลี่ยนไปตามต้องการได้
2. สามารถออกแบบวงจรลดทอนสัญญาณด้วยอุปกรณ์ความต้านทาน (resistor-based attenuator) รวม (integrated) เข้าไปในสายอากาศ เพื่อลดทอนสัญญาณลงไปอีก 
3. กรณีที่ต้องการให้พลังงานคลื่นต่ำเป็นพิเศษ สามารถออกแบบปลอกโลหะเพื่อควบคุมปริมาณคลื่นที่จะหลุดรอดออกมาให้น้อยมาก (shielding technique) 

หรือวิธีอื่นๆ ที่สามารถให้ผลได้เหมือนกันอีกมาก

สรุป

บทความนี้นำเสนอแนวคิดการออกแบบสายอากาศที่มีประสิทธิภาพต่ำโดยตั้งใจ (intentionally lossy antenna) ไม่ใช่กลายเป็นข้อบกพร่องของระบบ แต่เป็น เครื่องมือเชิงออกแบบ สำหรับการควบคุมความแรงของสนามแม่เหล็กไฟฟ้าในบริเวณใกล้สายอากาศ (short distance containment) เพื่อลดปัญหาการเสียความไวในการรับ (receiver desensitization) และการรบกวนระหว่างระบบวิทยุที่ทำงานร่วมกันในพื้นที่จำกัด แนวคิดนี้แตกต่างจากกรอบการออกแบบสายอากาศแบบดั้งเดิมซึ่งมุ่งเน้นการเพิ่มประสิทธิภาพ (efficiency) และ การมีทิศทาง (directivity) ให้สูงที่สุดเสมอ

จากมุมมองเชิงระบบ งานนี้ชี้ให้เห็นว่า การออกแบบสายอากาศที่เหมาะสมขึ้นกับเกณฑ์ (regime) ของการใช้งาน มากกว่าการพยายามทำให้เกิดประสิทธิภาพสูงสุดเพียงอย่างเดียว โดยสามารถแบ่งสภาพแวดล้อมการใช้งานที่สายอากาศที่ตั้งใจให้เกิดการสูญเสีย (lossy) ให้ข้อได้เปรียบอย่างชัดเจนออกเป็นหลายกลุ่ม เช่น

1. ระบบ hotspot หรือสถานีวิทยุหลายระบบที่ตั้งอยู่ร่วมกันในตำแหน่งเดียว (co-located radios)
2. ระบบที่มีข้อจำกัดด้านความปลอดภัยของผู้ใช้งานหรือการรับพลังงานคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้า (human exposure / SAR constraints) และ
3. ระบบ RF ภายในอาคารที่ถูกจำกัดด้วยข้อกำหนดด้าน Electromagnetic Compatibility และการรบกวนทางแม่เหล็กไฟฟ้า

ในเกณฑ์การออกแบบเหล่านี้ การใช้สายอากาศที่มีประสิทธิภาพต่ำกว่าแต่สามารถจำกัดการแพร่พลังงานคลื่นได้ดี อาจให้สมรรถนะเชิงระบบที่ดีกว่าสายอากาศประสิทธิภาพสูง

นอกจากนี้ งานนี้ยังแสดงให้เห็นถึงการยอมแลก (trade-off) ที่หลีกเลี่ยงไม่ได้ ระหว่างประสิทธิภาพ (efficiency) ของสายอากาศกับพารามิเตอร์สำคัญอื่นๆ เช่น ระดับการเสียความไว (desense) ของภาครับ ระยะการการต่อเชื่อมของสนามในระยะใกล้ (short distance coupling radius) และผลกระทบด้านความปลอดภัยของมนุษย์ แม้จะไม่ได้มุ่งเน้นการสร้างแบบจำลองทางคณิตศาสตร์ที่ซับซ้อน แต่ผลการทดลองและแนวโน้มที่ได้ให้คำอธิบายเชิงฟิสิกส์ที่ชัดเจนต่อพฤติกรรมเหล่านี้

สุดท้าย แนวคิดในการตั้งใจให้มีการสูญเสียเพื่อลดประสิทธิภาพของสายอากาศ (intentional loss) ที่นำเสนอในบทความนี้ ไม่ได้ผูกกับระบบหรือระบบการสื่อสาร (protocol) ใดเป็นการเฉพาะ แม้กรณีศึกษาจะอ้างอิงจากการใช้งาน D-STAR hotspot เป็นหลัก แต่กรอบแนวคิดเดียวกันสามารถนำไปประยุกต์ใช้กับระบบอื่นได้ เช่น Wi-Fi access point, SDR beacon, IoT gateway หรือแหล่งกำเนิดสัญญาณ RF สำหรับงานทดลองในห้องปฏิบัติการ ซึ่งเปิดโอกาสให้เกิดการต่อยอดงานวิจัยในเชิงกว้างต่อไป

---

© 2025 จิตรยุทธ จุณณะภาต สงวนลิขสิทธิ
อนุญาตให้เผยแพร่เพื่อการศึกษาไม่แสวงหากำไร โดยต้องให้เครดิตผู้เขียน ห้ามคัดลอก ดัดแปลง หรือใช้บทความนี้ในเชิงพาณิชย์โดยไม่ได้รับอนุญาต

มุมมองใหม่ของ Sleeve Balun และหลักการป้องกันกระแสโหมดร่วม

Understanding the Sleeve Balun: Outer-Surface-Waves Suppression and Quarter-Wave Impedance Transformation

โดย จิตรยุทธ จุณณะภาต (HS0DJU)

หมายเหตุ: บทความนี้สงวนลิขสิทธิ์โดยผู้เขียน (โปรดดูรายละเอียดด้านล่างสุด)

---

เพื่อนนักวิทยุสมัครเล่นหลายท่านคงเคยได้ยินชื่อของอุปกรณ์วิทยุสื่อสารผ่านหูมาหลายชนิด และหนึ่งในนั้นน่าจะเป็นคำว่า "บาลัน" (Balun) ซึ่งโดยรวมแล้วมีหน้าที่ไว้เชื่อมต่อระหว่างระบบแบบสมดุล (Balanced) กับระบบแบบไม่สมดุล (Unbalanced) เข้าด้วยกัน แต่ยังมีรายละเอียดไปอีกว่าเป็นแบบ Voltage Balun หรือ Current Balun ด้วย ซึ่งบาลันทั้งสองอย่างนี้ไม่สามารถทดแทนกันได้โดยสมบูรณ์และมีการทำงานคนละหลักการกัน

ในบางลักษณะของอุปกรณ์ การเชื่อมต่อ และการติดตั้ง มีเหตุผลเฉพาะที่จำเป็นต้องใช้ balun ต่อในระบบ (ในบางระบบอาจจะไม่จำเป็นก็ได้นะครับ ขึ้นกับสภาพแวดล้อมหลายอย่างของสถานีวิทยุนั้นๆ)  เพราะถ้าไม่ใช้หรือไม่ใส่บาลันให้เหมาะสมแล้วอุปกรณ์อาจจะทำงานไม่เต็มประสิทธิภาพและ/หรือมีกระแสโหมดร่วม (common mode current) ไหลที่ผิวด้านนอกของสายนำสัญญาณแบบ Coaxial กลับมาถึงเครื่องวิทยุของเรา (รวมทั้งอุปกรณ์ส่วนควบก่อนหน้า เช่น จูนเนอร์ เครื่องวัด SWR เป็นต้น) และรบกวนการทำงานต่างๆ ได้  balun ที่ต้องใส่เพื่อลดกระแสโหมดร่วมคือ current balun (voltage balun ไม่ช่วยเรื่องนี้) ที่ทำหน้าที่ลดหรือหยุดกระแสโหมดร่วมโดยเฉพาะ  current balun มีหลายแบบ เช่น Guanella balun, Ugly balun (ทำจากการเอาสายนำสัญญาณมาขดเป็นวงกลม เรียกทั่วไปว่าโช้ค), สวมด้วยวงแหวนเฟอร์ไร้ท์ (ferrite bead) หรือที่เรากำลังสนใจในบทความนี้คือบาลันแบบปลอกโลหะหรือ Sleeve balun ที่อาจจะเรียกว่า Bazooka balun ก็ได้ (sleeve แปลว่า ปลอก ฝัก ซึ่งก็ตรงกับลักษณะภายนอกของมัน)  แต่ก่อนจะเล่าต่อไป เราทบทวนพื้นฐานก่อนสักนิดครับ

กระแส common mode บนสาย Coaxial เกิดอย่างไร

กระแสไฟฟ้าความถี่สูงที่ไหลที่แกนกลางและผิวด้านในของชีลด์ของสายนำสัญญาณแบบ coaxial (หรือแม้แต่ตัวนำทั้งสองของสายนำสัญญาณแบบสายแบนคู่หรือ twin-lead) เป็นโหมด differential คือ ที่จุดหน้าตัดใดๆ ของสาย กระแสที่แกนกลางของสายกับที่ผิวด้านในของสายจะเท่ากันแต่มีทิศทางตรงกันข้าม ซึ่งเป็นลักษณะบังคับตามทฤษฎีแม่เหล็กไฟฟ้าของสายนำสัญญาณ แต่มีกระแสอีกชนิดหนึ่งที่มักถูกมองข้ามแต่อาจจะแอบไหลอยู่ในระบบของเราคือ กระแสโหมดร่วมหรือ common mode current  ดูรูปที่ 1 

รูปที่ 1 เมื่อสายอากาศไม่สมดุล
อาจจะเพราะวางในพื้นที่ที่สองด้าน
ของสายอากาศไม่เหมือนกัน จะเกิด
กระแสส่วนต่าง I₃ ขึ้น ซึ่งเรียกว่า

กระแสโหมดร่วม (โดยกระแส I₁ และ  

I₂ ภายในสายนำสัญญาณมีขนาด
เท่ากันแต่ทิศทางตรงข้ามกันเสมอ

(เพราะเป็นกระแส differential)

กระแสโหมดร่วม (I₃ ในรูปที่ 1 ซึ่งต่อไปในบทความนี้อาจะเรียกว่ากระแส I_c) เป็นกระแสที่ไหลที่ "ผิวด้านนอก" ของชีลด์ของสายนำสัญญาณแบบแกนร่วม (coaxial cable) ซึ่งต้องไม่ลืมนะครับว่าเราต้องมองผิวด้านในและด้านนอกของชีลด์ของสาย coaxial ว่าเป็นคนละตัวนำแยกจากกัน (เป็นผลของ skin effect ที่ทำให้กระแสไฟฟ้าความถี่สูงไหลที่ผิวตื้นๆ ของตัวนำไฟฟ้า)  กระแสโหมดร่วมไม่ได้เกิดจากเครื่องส่งวิทยุแต่เกิดจากหลายสาเหตุโดยสาเหตุหลักคือความไม่สมดุลของระบบสายอากาศของเรา   โดยทั่วไปแล้ว

• คลื่นที่อยู่ "ด้านใน" ของสาย coaxial เป็น TEM (Transverse ElectroMagnetic wave หรือทั้งเส้นแรงสนามไฟฟ้าและแม่เหล็กจะตั้งฉากกับทิศทางการเคลื่อนที่ของสนามไฟฟ้าและแม่เหล็กนั้นเสมอ) คลื่นด้านในของสาย coaxial นี้เกิดจากกระแสไฟฟ้าความถี่สูงแบบ differential mode เป็นส่วนที่เราต้องการเราใช้ป้อนพลังงานให้กับสายอากาศ (หรือโหลดอื่นๆ)  
• คลื่นด้านในของสาย coaxial นี้ไม่เกี่ยวอะไรกับกระแสโหมดร่วมและ "คลื่นที่ผิวด้านนอก" (outer- surface waves) ที่เกิดจากกระแสโหมดร่วมที่ไหลอยู่ที่ผิวด้านนอกของสาย coaxial คลื่น outer- surface waves นี้อาจจะมีโหมดหลักเป็น Quasi-TM ผสมกับโหมดอื่นๆ (คลื่นโหมด TM คือ Transverse Magnetic wave เส้นแรงแม่เหล็กจะตั้งฉากกับทิศทางการเคลื่อนที่ของคลื่นเสมอ ส่วนเส้นแรงไฟฟ้านั้นอาจจะส่วนที่เบนอยู่ในทิศที่คลื่นเคลื่อนที่ได้) 
• ด้วยความไม่สมดุลที่เกิดเมื่อต่อสายนำสัญญาณเข้ากับสายอากาศ (หรือโหลดอื่นที่อาจจะสร้างปัญหา) จึงอาจมีกระแสโหมดร่วม (common mode current) ไหลบนผิวด้านนอกของชีลด์ของสาย Coaxial ได้    กระแสโหมดร่วมนี้เป็นสิ่งที่เราไม่ต้องการ มันรบกวนและสร้างปัญหาให้เรา
• ในบริเวณใกล้ๆ ผิวโลหะด้านนอกของสาย coaxial ที่กระแสโหมดร่วมที่ไหลจะมีคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) อยู่ แต่คลื่นนี้ไม่ใช่ TEM เพราะคลื่น TEM ต้องการตัวนำสองตัวและมีเส้นทางครบวงจร (return path) ถูกต้อง  แต่บนผิวด้านนอกของสาย coaxial มีตัวนำเดียว จึงไม่สามารถเกิด TEM ได้ 
• ถ้าเราไม่ทำอะไรกับ common mode current ผิวด้านนอกของสาย coaxial จะทำตัวเป็น "สายอากาศ" ไปด้วย แล้วส่งคลื่นรบกวนออกมา (ไม่นับที่ว่ามันทำให้กระแสที่โลหะของสายอากาศผิดไปจากการออกแบบ) 
• แม้เราจะสวม sleeve หรือท่อโลหะครอบสาย coaxial ไว้บางส่วน คลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) ที่เกิดจากกระแสโหมดร่วมไม่ว่าจะเป็นบริเวณที่ sleeve ครอบคลุมหรือไม่ได้ครอบคลุมก็ยังไม่ใช่ TEM  อย่างสมบูรณ์อยู่ดี

ดูรูปที่ 2  จะเห็นว่ากระแสโหมดร่วมจะเกิดขึ้นที่สายอากาศและเดินทางลงมาหาเครื่องวิทยุและอุปกรณ์เท่านั้น (ไม่ใช่กลับด้านกัน) และกระแสนี้สร้างคลื่นที่ผิวด้านนอกของเปลือกชีลด์ ซึ่งสามารถกระจายออกมารบกวนการทำงานของสายอากาศหลักได้

รูปที่ 2 แสดงกระแสโหมดร่วม I_c ที่ไหล

บริเวณผิวด้านนอกของสายชีลด์
จะทำให้เกิด outer-surface wave และ
แพร่กระจายออกไปรบกวนคลื่นจาก
สายอากาศได้

รูปร่างทางกายภาพของ Sleeve Balun และการทำงานโดยคร่าวๆ

รูปที่ 3 แสดง sleeve balun ที่สวมเข้ากับสายนำสัญญาณ  

• เป็นปลอกโลหะ (sleeve) ความยาวประมาณ ¼λ สวมเข้ากับสายนำสัญญาณ
• ด้านหนึ่งของ sleeve ถูกต่อเข้ากับส่วนชีลด์ (ลัดวงจร, short) ของสายนำสัญญาณแบบ coaxial 
• ส่วนอีกด้านหนึ่งปล่อยไว้ตามปกติ (เปิดวงจร, open) 
• สิ่งที่เราต้องสนใจไม่ใช่เพียงกระแสโหมดร่วมบนผิวด้านนอกของสาย coaxial เท่านั้น  แต่เราสนใจคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) ที่เกิดจากกระแสโหมดร่วมด้วย 
• ถ้าเรากำจัดอย่างหนึ่งได้ (เช่นกำจัดคลื่นที่ผิวด้านนอก) เราก็จะกำจัดของอีกอย่างหนึ่งได้ด้วย (คือ กระแสโหมดร่วม) และกลับกันก็เช่นเดียวกัน
• สายนำสัญญาณส่วนที่มี sleeve หรือปลอกโลหะครอบอยู่ จะกลายเป็นสายนำสัญญาณส่วนเพิ่มที่มีโลหะสองชื้นคือผิวด้านนอกของชีลด์และผิวด้านในของ sleeve และพร้อมทำงานกับคลื่นโหมด TEM  
• สายนำสัญญาณส่วนเพิ่มนี้จะสร้างกำแพงอิมพิแดนซ์ (impedance wall) จากการ mismatch ให้กับคลื่น outer-surface waves ให้สะท้อนกลับจากคุณสมบัติร่วมกันระหว่างการเปิด-ลัดวงจรและคุณสมบัติของสายนำสัญญาณที่ยาว λ/4 

จากด้านบนจะเห็นว่าหลายคนเข้าใจผิดคิดว่า sleeve ทำงานกับคลื่น TEM ที่อยู่ภายในสาย coaxial ซึ่งผิดมากเพราะด้วยผลของ Skin effect ทำให้ด้านในและด้านนอกของสาย Coaxial เหมือนเป็นคนละส่วนกัน 

รูปที่ 3 ลักษณะของ Sleeve balun

มุมมองใหม่ในการทำความเข้าใจการทำงานของ Sleeve balun 

คราวนี้ลองพิจารณาสิ่งที่เกิดขึ้นให้ละเอียดขึ้นคือเมื่อมีกระแสโหมดร่วมไหลที่ด้านนอกของชีลด์ของสาย coaxial จะเกิดคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) คลื่นนี้จะมองเห็นโลหะผิวด้านนอกของชีลด์ (ส่วนที่ไม่มี sleeve ครอบ) เป็น "สายนำสัญญาณ#1" ที่มีโลหะชิ้นเดียว (คลื่นที่เดินทางบนมันเป็น TEM ไม่ได้) มีอัตราคูณลดความเร็ว (velocity factor: VF₁) และความต้านทานเฉพาะตัว (characteristic impedance, Z₁) ของมันเอง  แต่เมื่อเรานำปลอกโลหะ (sleeve) สวมเข้ากับบางส่วนของสายนำสัญญาณ บริเวณที่ถูกสวมนั้นจะกลายเป็น "สายนำสัญญาณ#2" อีกเส้นหนึ่งที่ซ้อนทับสาย coaxial อยู่ สายนำสัญญาณ#2 นี้มีโลหะสองชิ้น (คลื่นโหมด TEM สามารถเดินทางได้ แต่เมื่อคลื่นวิ่งเข้าไปจริงๆ จะเป็น TEM สมบูรณ์แค่ไหนเป็นอีกเรื่องหนึ่ง) มีอัตราคูณลดความเร็ว (velocity factor: VF₂) และความต้านทานเฉพาะตัว (characteristic impedance, Z₂) ของมันเอง

โดย 
VF₂ = c / √(ε_r(effective)) 

c คือความเร็วคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้าในอากาศ

ε_r(effective) คือ Permittivity โดยรวมที่เป็นผลจากฉนวนที่เปลือกของสาย coaxial และอากาศใน sleeve

เมื่อคลื่นที่ผิวด้านนอก outer-surface waves เดินทางไปตามสายนำสัญญาณ#1 จนถึงรอยต่อที่ปลอกโลหะสวมอยู่หรือปลายของสายนำสัญญาณ#2 ซึ่งโดยปกติทั้งคู่มีความต้านทานเฉพาะตัว (characteristic impedance) ไม่เท่ากันและต้องเกิดการสะท้อนอยู่แล้ว แต่ยิ่งไปกว่านั้นเราได้ลัด (หรือเปิดวงจร) ที่รอยต่อระหว่างสายนำสัญญาณทั้งคู่ไว้อีก ทำให้เกิดการสะท้อนกลับเกือบทั้งหมด  ดูรูปที่ 4 

รูปที่ 4 ผิวด้านนอกของสายนำสัญญาณ
หลักในบริเวณที่ไม่ได้สวมปลอกโลหะ
ทำตัวเป็นสายนำสัญญาณ#1 และใน
บริเวณที่สวมปลอกโลหะจะทำตัวเป็น
สายนำสัญญาณ#2 (a) เมื่อคลื่น (สีชมพู)
เดินทางจากสายนำสัญญาณ#1
มาถึงจุดลัดวงจรก่อนเข้าสายนำ
สัญญาณ#2 จะสะท้อนกลับ
และ (b) เมื่อคลื่นเดินทางจากสายนำ
สัญญาณ#1 มาถึงจุดเปิดวงจรก่อนเข้า
สายนำสัญญาณ#2 ก็จะสะท้อนกลับด้วย

พฤติกรรมโดยรวมของ Sleeve ความยาว λ/4

ผลโดยรวมที่เกิดขึ้นเมื่อเราเอาปลอกโลหะ (sleeve) สวมเข้ากับสาย coaxial จากนั้นที่ด้านหนึ่งก็ต่อตัวนำที่ปลายปลอกโลหะเข้ากับชีลด์ของสาย coaxial (เรียกว่าด้าน short) ส่วนอีกด้านหนึ่งไม่ทำอะไร ปล่อยไว้เฉยๆ (เรียกว่า ด้าน open) สิ่งนี้ทำให้เกิดการการสะท้อนของ "คลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves)" โดยกลไกคือ:

• คลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) สะท้อนเมื่อเดินทางมาถึงจุด short (0 Ω) หรือ open (∞ Ω) 
• บริเวณที่ sleeve ครอบสายนำสัญญาณอยู่นั้น ผิวด้านนอกของชีลด์และผิวด้านในของ sleeve ทำตัวเป็นสายนำสัญญาณ#2 ที่พร้อมสำหรับโหมด TEM ดังนั้น อิมพิแดนซ์ที่ปรากฏ (Z_in) ที่ระยะ ℓ ห่างจาก Z_L จึงเป็น

β  = 2π / λ    

เมื่อ  ℓ = ¼λ   ทำให้   βℓ  =  π/2  
แทนลงในสมการบน จะได้สมการการแปลงอิมพิแดนซ์ของสายนำสัญญาณที่ยาว ¼λ ที่คุ้นเคยคือ

ซึ่งกรณีนี้ไม่ว่า Z₀ ในสมการข้างบน (ซึ่งคือความต้านทานเฉพาะตัวของสายนำสัญญาณ#2 หรือ Z₂ ในรูปที่ 4) จะเป็นเท่าไรก็ตาม:

ถ้า Z_L =  0 Ω (ลัดวงจร) → Z_in จะเป็น ∞ Ω  (เปิดวงจร)  

หรือถ้า Z_L = ∞ Ω  (เปิดวงจร) →  Z_in จะเป็น 0 Ω  (ลัดวงจร)  

และเมื่อคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) เดินทางมาตามสายนำสัญญาณ#1 เมื่อถึงรอยต่อระหว่างสายนำสัญญาณ#1 กับสายนำสัญญาณ#2 ความแตกต่างของอิมพิแดนซ์ที่ปรากฏ (Z_in ที่มองเข้าไปในปลาย sleeve) กับอิมพิแดนซ์ของสายนำสัญญาณ#1 เอง (Z₁ ในรูปที่ 4 หรือ Z₀ ในสมการด้านล่าง) ทำให้คลื่นสะท้อนด้วยค่าสัมประสิทธิ Г (แกมมา)  

เมื่อ

 Z_in = 0 Ω  →  Г = -1 

 Z_in = ∞ Ω  →  Г = 1  

ขนาด  | Г | = 1 โดยทฤษฎ๊หมายถึงการสะท้อนกลับหมด แต่ในทางปฏิบัติอาจะมีคลื่นเดินทางต่อได้บ้าง 

• ถึงแม้คลื่นจะทะลุเข้าไปใน สายนำสัญญาณ#2 ได้ แต่ด้วยผลของ ¼λ stub ทำให้คลื่นเดินทางต่อไม่ได้ หรือได้ยากมาก
• การวาง sleeve ยาว λ/4 จาก short จะเกิดผลลัพธ์ดังนี้
• เมื่อคลื่นเดินทางมาเจอ short → คลื่นสะท้อน
• เมื่อคลื่นเดินทางมาเจอ open  → คลื่นสะท้อน
• ที่ระยะ λ/4 จาก short → จะเห็นความต้านทานสูงมาก 
• ที่ระยะ λ/4 จาก open → จะเห็นความต้านทานต่ำมาก 
• ถึงแม้คลื่นจะทะลุเข้าไปในสายนำสัญญาณ#2 ได้ แต่คลื่นจะไม่สามารถเดินทางผ่าน sleeve ไปได้ง่ายหรือไกลนัก
• เมื่อคลื่นส่วนใหญ่ถูกหยุด กระแสโหมดร่วม (Common mode current, I_c) ส่วนใหญ่ก็ถูกหยุดเอาไว้ด้วยนั่นเอง

รูปที่ 5 Sleeve Balun ที่เราใส่เข้าไป
เมื่อคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface
waves) จากกระแส I_c เดินทางจากด้านบน
ถึงจุด "Open" มันจะสะท้อนกลับ

 ประกอบกับด้านล่างของ sleeve ห่างลงมา
 ¼λ ยังมีจุดลัดวงจร ที่ทำให้ด้านบนเห็น
อิมพิแดนซ์เป็น "Open" อีกครั้งด้วย

ทำให้ป้องกันไม่ให้คลื่นเดินทาง

ผ่าน sleeve ได้

การทำงานร่วมกันของ short และ open

• เมื่อคลื่นที่ผิวด้านนอกเดินทางมาในทิศที่ถึงด้าน open ก่อน ก็จะสะท้อนกลับ แต่เท่านั้นยังไม่พอ ที่ระยะ λ/4 ห่างออกไปยังเป็น short ซึ่งทำให้เห็นเป็น open เสริมกันเข้าไป ทำให้คลื่นสะท้อนกลับเกือบทั้งหมด (รูปที่ 5)
• เมื่อคลื่นที่ผิวด้านนอกเดินทางมาในทิศที่ถึงด้าน short ก่อน ก็จะสะท้อนกลับเช่นกัน และที่ระยะ λ/4 ห่างออกไปยังเป็น open ซึ่งทำให้เห็นเป็น short เสริมกันเข้าไปอีกชั้น ทำให้คลื่นสะท้อนกลับเกือบทั้งหมด (รูปที่ 6) 
• ผลคือคลื่นจะเดินทางจากผิวด้านนอกของสาย coaxial เข้าไปใน sleeve ได้ยากมาก หรือถึงจะหลุดเข้าไปได้บ้างก็จะสะท้อนกลับอยู่ดี
• เมื่อคลื่นถูกหยุด กระแส common mode บนผิวด้านนอกของสาย coaxial ก็หยุดไปด้วย

รูปที่ 6 คล้ายรูปที่ 5 เพียงแต่เราสลับ
ตำแหน่งลัดและเปิดวงจรของ sleeve
จะเห็นว่าคลื่นจากด้านบนเดินทางมา
เจอจุด "Short" ก็จะสะท้อนกลับไป
ซ้ำด้านล่างห่างลงมา ¼λ มีการเปิด
วงจรไว้ ทำให้ด้านบนมองเห็นเป็น

"Short" ซ้ำอีกที  ทั้งคู่ทำงานด้วยกัน
จึงป้องกันไม่ให้คลื่นเดินทาง

ผ่าน sleeve ได้

การทำงานสองทาง (bi-directional)

• เนื่องจากผลของ transmission line stub เกิดที่ทั้งสองด้าน 
• ไม่ว่าคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) จะเดินทางมาจากด้านไหน มาเจอจุด short หรือจุด open ก็จะถูกสะท้อนกลับเหมือนกัน
• Sleeve balun จึงเป็นอุปกรณ์แบบ bi-directional
• Sleeve balun เป็นอุปกรณ์ passive ไม่มี loss (เอาล่ะ อาจจะมีบ้างจากสาย coaxial สั้นๆ นั่นแหละ) ไม่มี element ที่เป็น nonlinear จึงทำงานได้สองทิศทางอย่างสมบูรณ์
• รูปที่ 5 และ 6 แสดงให้เห็นว่า ไม่ว่าคลื่น surface wave จะเดินทางมาจากทิศไหน sleeve ก็จะหยุดคลื่นไว้ได้ (ทำให้กระแสโหมดร่วม หยุดไปด้วย) 

ความยาวของปลอกโลหะ (Sleeve) 

ตรงนี้สำคัญ  เราจะให้ความยาว λ/4 ของ Sleeve เป็นเท่าไรนั้นบางคนหรือบางตำราบอกว่าคำนวณจาก Velocity Factor ของสายนำสัญญาณ coaxial ซึ่งไม่ถูกต้องเพราะนั่นคือความเร็วคลื่น "ใน" สายนำสัญญาณ  บางคนบอกว่าใช้ความยาวคลื่นในอากาศซึ่งก็ไม่ถูกต้องเช่นกัน เพราะสายนำสัญญาณ#2 นั้นมีฉนวน (dielectric) ในแบบของมันเอง  แล้วต้องใช้เท่าไรล่ะ

• ไม่ใช่ความยาวที่คำนวณจาก dielectric ภายใน coaxial (คือ velocity factor ที่เราคุ้นเคยกัน) 
• ความยาว λ/4 ต้องคำนวณมาจากความเร็วของคลื่นบนสายนำสัญญาณที่ประกอบไปด้วยผิวด้านนอกของโลหะส่วนชีลด์และผิวด้านในของ sleeve  (สายนำสัญญาณ#2) ซึ่งมีโลหะสองชิ้นและพร้อมจะรับคลื่นแบบ TEM ได้
• ความเร็วของคลื่นในส่วนของ สายนำสัญญาณ#2 จึงขึ้นกับค่า Permittivity ลัพธ์ (ε_r(effective)) ของฉนวนระหว่างตัวนำทั้งสองของ สายนำสัญญาณ#2 นั่นคือ (1) เปลือกของสาย coaxial (2) อากาศ (3) สัดส่วนระหว่างเปลือกของสาย coaxial กับอากาศใน sleeve ว่าอะไรมากกว่ากันอย่างไร
  
• หลังจากคำนวณความยาว ¼λ ของ sleeve ได้ ก็ต้องปรับแต่งให้สามารถลดกระแสโหมดร่วมให้มีค่าต่ำที่สุดอีกครั้ง  
• สิ่งสำคัญที่ต้องทราบคือ Sleeve balun ทำงานดีที่ความถี่เฉพาะ คือเมื่อความยาวของมันเท่ากับ ¼λ ของความถี่ที่ใช้งาน นั่นคือ bandwidth ไม่ได้กว้างนัก 

เปรียบเทียบกับ balun แบบที่คล้ายกัน

หัวข้อนี้ถือว่า "แถม" นะครับ เพราะเห็นว่าเกี่ยวข้องกัน และด้วยความที่หลายท่านอาจจะมองไม่ออกว่า current balun บางแบบทำงานอย่างไร คราวนี้จะได้เข้าใจกันแล้วล่ะ

• Pawsey balun หรือ Pawsey stub หรือ coaxial stub balun 
• ใช้หลักการ short–open λ/4 เช่นกัน 
• ลักษณะต่างออกไปคือ
• ใช้สาย coaxial อีกเส้นหนึ่งสั้นๆ (ก็ยาว λ/4 นั่นแหละ) ขนานกับสายป้อนหลัก
• Short ปลาย stub → ที่ระยะ λ/4 แปลงเป็น → ความต้านทานสูงมากที่จุดป้อน
• คลื่น Differential mode แบบ TEM ภายใน coax ยังคงส่งสัญญาณได้ปกติ 
• คลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) เดินทางมา ไม่ว่าจะเจอ short หรือ open ก็สะท้อนหมดเช่นกัน
• ข้อดีคือ เบา ติดตั้งง่าย ยืดหยุ่น 

ทำไมปลอกโลหะต้องยาวประมาณ λ/4 

เรื่องนี้น่าสนใจเพราะดูเผินๆ เมื่อคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) เดินทางมาพบจุดที่ลัดหรือเปิดวงจร คลื่นก็สะท้อนอยู่แล้ว เราทำ sleeve สั้นๆ ก็น่าจะพอ ประหยัดโลหะด้วย แต่มันมีเหตุผลคือ

• หากทำ sleeve สั้นๆ  สมมติว่า short ทั้งสองปลาย  เมื่อคลื่นเดินทางมาถึงก็เกิดการสะท้อน แต่ก็ยังมีบางส่วนที่อาจจะเดินทางเข้าไปได้ และบางส่วนที่เดินทางอยู่ด้านนอกของปลอก sleeve ซึ่งจะมากหรือน้อยขึ้นกับขนาดของท่อด้วย
• ถ้า sleeve ยาว λ/4 และลัดวงจรที่ด้านหนึ่ง (เช่น short ที่ด้านหนึ่ง) แล้ว open ที่อีกด้านหนึ่ง แบบนี้ คลื่นที่เดินทางเข้าไปใน sleeve จะเห็น impedance สูงมากๆ หรือต่ำมากๆ ทำให้มันหยุดเดินทาง
• สิ่งที่ปรากฏคือหากออกแบบได้ถูกต้องจะทำให้คลื่นสะท้อนกลับหมด

สรุป 

1. กระแสโหมดร่วมหรือ common-mode อยู่บนผิวด้านนอกของ coaxial เท่านั้น ไม่เกี่ยวกับกระแสและคลื่นด้านในของสายนำสัญญาณ coaxial
2. คลื่นที่เกิดจากกระแสโหมดร่วมไม่ใช่ TEM  แต่เป็นคลื่นที่ผิวด้านนอก (outer-surface waves) อาจจะประกอบด้วยคลื่นหลักคือ quasi-TM และโหมดอื่นๆ โดยเดินทางไปกับผิวโลหะด้านนอกของชีลด์
3. Sleeve balun ใช้ ลัด/เปิดวงจรกับการแปลงอิมพิแดนซ์ที่ระยะ λ/4 ของสายนำสัญญาณได้ เปิด/ลัด วงจร ให้เกิดการสะท้อนเพื่อหยุดคลื่นไม่ให้เดินทางผ่าน sleeve balun ไปได้  แต่การคำนวณหาความยาวของ sleeve ที่ให้ผลดีที่สุดนั้นต้องมีวิธี "tune" ต่างหาก
4. การสะท้อนจากการ Short/Open เพียงอย่างเดียวไม่เพียงพอ ต้องมีผลจากการ Open/Short ที่ระยะ λ/4 ห่างออกมามาเสริมเข้าไปอีก
5. โดยทฤษฎีแล้ว Sleeve balun เป็น bi-directional และ passive คือทำงานได้สองทางโดยไม่สูญเสียกำลัง แต่ในการทำงานจริงนั้นเนื่องจากลักษณะทางกายภาพไม่เหมือนกันจริง ผลการลดกระแสโหมดร่วมอาจแตกต่างกันได้
6. ความยาว sleeve ต้องคำนวณจากความเร็วของคลื่นในสายนำสัญญาณ#2 (เป็น TEM mode capable) ซึ่งขึ้นกับฉนวนระหว่างตัวนำทั้งสอง (ผิวนอกของชีลด์ กับ ผิวในของ sleeve) คือเปลือกของสาย coaxial และอากาศและมีอะไรมากกว่ากัน  ไม่ใช่ใช้ตัวคูณความเร็ว (Velocity Factor) ของสายนำสัญญาณ coaxial (และยังต้องปรับแต่งหรือ tune เพิ่มต่างหากด้วย) 
7. Sleeve balun มี bandwidth ไม่กว้าง เมื่อความถี่เปลี่ยนไป ความยาวของมันอาจจะไม่ใช่ ¼λ (และ/หรือ ขนาดรวมการปรับแต่งแล้ว) อีกต่อไป เรื่องนี้เป็นจริงกับ sleeve balun ที่ได้รับการปรับแต่งอย่างถูกต้องแล้วเช่นกัน  

การเข้าใจเรื่องนี้ช่วยลดความสับสนที่มีอยู่ในวงการ RF และทำให้สามารถออกแบบ sleeve balun หรือ balun แบบอื่น ๆ ได้อย่างถูกต้องและมีประสิทธิภาพ ผู้เขียนมีแผนงานวิจัยเพิ่มเติมในเรื่องนี้และจะนำเสนอให้นักวิทยุสมัครเล่นและวิศวกรสื่อสารได้ทราบในโอกาสต่อไปครับ 

---

© 2025 จิตรยุทธ จุณณะภาต สงวนลิขสิทธิ

อนุญาตให้เผยแพร่เพื่อการศึกษาไม่แสวงหากำไร โดยต้องให้เครดิตผู้เขียน ห้ามคัดลอก ดัดแปลง หรือใช้ในเชิงพาณิชย์โดยไม่ได้รับอนุญาต